Dans cet article, nous examinerons les variations de performance des modèles de connexion haute densité modernes. Ces modèles seront élaborés à partir de simulations et de mesures, puis comparés. Les variations observées en conditions réelles, dues aux inserts incomplets et aux soudures, seront prises en compte. Enfin, des indicateurs de qualité seront appliqués aux données afin de quantifier la précision des modèles.
Évolution des modèles de connecteurs.
Les modèles de connecteurs ont évolué, passant de simples circuits de couplage à paramètres localisés à des réseaux micro-ondes multiports. Cette complexité accrue est due à la nécessité de représenter avec précision les bandes passantes présentant des discontinuités géométriques de plus en plus complexes.
Les premiers modèles de connecteurs étaient de simples circuits à paramètres localisés. Ces modèles, très simples et rapides à exécuter grâce aux logiciels de simulation, sont encore utilisés aujourd'hui dans de nombreuses applications.
La norme de référence généralement acceptée stipule qu'une représentation d'un élément de ligne de transmission est valable tant que la longueur de la ligne de transmission (L) est inférieure à un dixième de la longueur d'onde (L)
Utiliser la règle d'or de L.
Le prolongement logique d'un circuit à paramètres localisés est un modèle à paramètres distribués.
La ligne de transmission est divisée en plusieurs sections plus petites, et le modèle de bande passante peut être facilement étendu.
Cette relation peut être exprimée dans le domaine temporel par l'équation suivante :
Cette équation stipule qu'une méthode de circuit à paramètres localisés est valide tant que le temps de propagation du connecteur (tprop delay) est supérieur à 6 fois le temps de montée du système (trise). Un connecteur empilable de 10 mm a un temps de propagation d'environ 60 ps ; un circuit à paramètres localisés simple constitue donc un modèle raisonnable tant que le temps de montée du système est de 360 ps.
C'était le cas pour de nombreuses applications numériques dans les années 1990. Bien entendu, ce modèle de connecteur simplifié ne tient pas compte des effets des interférences.
La complexité du modèle augmente avec la fréquence de temporisation et le temps de montée. Les circuits à paramètres localisés sont devenus plus précis à mesure que le connecteur était divisé en plusieurs sections plus courtes.
Chaque section a été analysée à l'aide de codes d'analyse par éléments finis (FEA) 2D afin d'obtenir une matrice d'inductance (L) et de capacité (C) avec des termes de couplage (K) pour le couplage de la ligne de transmission. Les valeurs de K prennent en compte les interférences dans les lignes de transmission multiconductrices.
Ces valeurs de L, C et K ont pu être converties en modèles SPICE et permettre de prédire avec précision les interférences, le temps de propagation et l'impédance.
L'analyse 2D de multiples sections transversales de connecteurs était un processus complexe.
Un jugement d'ingénieur était nécessaire pour sélectionner le nombre minimal de sections tout en garantissant une grande précision. L'approche de modélisation 2D supposait une propagation TEM à travers toute la structure du connecteur. Or, ce n'était pas le cas en réalité ; les ondes évanescentes aux discontinuités internes étaient donc négligées, ce qui engendrait des imprécisions inhérentes. Malgré cela, la méthode des sections transversales multiples est restée une pratique courante jusqu'à la fin des années 1990.
Pour pallier ces limitations, les éditeurs de logiciels se sont attelés à la création d'outils destinés à améliorer les services pour l'industrie numérique à haut débit. La simulation électromagnétique était la norme pour les connecteurs micro-ondes (coaxiaux) à cette époque. La complexité géométrique d'un connecteur numérique haut débit moderne représente un défi majeur, car elle ne peut être résolue avec du matériel informatique abordable. Avec l'augmentation de la puissance de calcul des stations de travail haut de gamme, les connecteurs numériques haut débit ont pu être modélisés comme des réseaux micro-ondes multiports. Tel est l'état actuel de la modélisation des connecteurs.
Modélisation des connecteurs par simulation :
Plusieurs outils de simulation permettent aux ingénieurs en intégrité du signal (SI) d’extraire des modèles de connecteurs. CST Microwave Studio a été utilisé dans le cadre de ce travail. Bien qu’un outil spécifique ait été employé, les problèmes rencontrés sont communs à tous les outils de modélisation électromagnétique.
Pour bien saisir l'ampleur du défi de modélisation, il est essentiel de prendre en compte la géométrie. Un connecteur haute densité typique peut comporter 10 rangées de 50 broches chacune, avec un pas de 1,27 mm x 1,27 mm. Cette densité est imposée par les besoins en boîtiers électroniques haute densité et limitée par les technologies d'emboutissage, de moulage et d'assemblage.
La figure 3 présente un connecteur mezzanine typique qui sera utilisé dans cet article.
Ce type de connecteur possède un champ à chemin ouvert, c'est-à-dire que certaines broches ne sont pas dédiées au retour de courant (masse). Un schéma de connexion signal-masse est défini pour une application donnée afin d'obtenir la densité de signal la plus élevée possible avec des performances acceptables. Des schémas prédéfinis pour la signalisation différentielle et unipolaire sont développés, et un logiciel de modélisation est utilisé pour extraire un modèle Touchstone.
Heureusement, il n'est pas nécessaire d'inclure les 500 broches dans le modèle extrait, mais l'ampleur du problème est considérable. Un modèle de taille raisonnable pourrait inclure six paires différentielles afin de prendre en compte les interférences au sein et entre les rangées. Cela équivaudrait à un modèle Touchstone à 24 ports.
Pour une version coudée d'un connecteur similaire, un modèle à ports plus large est généralement envisagé afin de tenir compte des longueurs variables de chaque rangée. De ce fait, pour chaque paire différentielle modélisée, les broches de retour de signal sont également incluses dans la zone de modélisation ; ainsi, ce modèle Touchstone à 24 ports comprendra 12 broches de signal et 8 broches de masse. Chaque broche possède une forme complexe afin d'exercer la force normale sur l'interface détachable, force nécessaire à une connexion fiable.
SolidWorks, le logiciel de CAO 3D, permet de concevoir le connecteur. La géométrie est exportée dans un format compatible avec le logiciel de simulation électromagnétique. Un nettoyage géométrique est ensuite effectué : cette étape cruciale de la modélisation consiste à éliminer les complexités inutiles. Il en résulte une importation plus simple dans le logiciel de simulation et un maillage plus fin. Cette étape d'importation de la géométrie a longtemps posé problème et a fait l'objet d'investissements considérables de la part des éditeurs de logiciels de simulation électromagnétique.
Une fois la géométrie correctement importée, trois étapes principales doivent être réalisées avant de lancer la simulation :
1. Densité du maillage ;
2. Définition des propriétés des matériaux ;
3. Configuration des ports.
Densité du maillage :
Tous les outils de simulation électromagnétique effectuent des calculs sur un espace de solution discret. Le processus de discrétisation, ou maillage, divise cet espace en de nombreuses cellules et influe directement sur la solution obtenue. Un maillage trop fin conduit à des résultats erronés et à des temps de simulation inutilement longs. Enfin, la densité du maillage et le temps de simulation sont affectés par la fréquence maximale de simulation. Une simulation à 50 GHz sera maillée beaucoup plus finement qu’une simulation à 20 GHz.
CST Microwave Studio crée un maillage de l’espace de solution à partir d’informations très basiques afin de simplifier un processus complexe. La fréquence maximale et le nombre de cellules par longueur d’onde dans les directions x, y et z suffisent. Après le maillage automatique, un raffinement est possible dans les zones de forte concentration de champ. Par exemple, le maillage d’un substrat microruban est souvent affiné par l’utilisateur si une grande précision de l’affaiblissement de retour est requise.
Pour étudier l'impact du processus de maillage sur les modèles de connexion typiques, un connecteur mezzanine de 16 mm a été simulé et les paramètres du maillage ont été ajustés dans le CST
Tailles de maillage : 0,88 million de cellules, 3,8 millions de cellules et 8,5 millions de cellules. La variation en fonction de la densité du maillage est plus faible dans cet exemple, la perte de retour étant le paramètre le plus sensible au maillage.
Paramètres des matériaux :
De nombreux connecteurs à haut débit sont conçus avec des polymères à cristaux liquides (PCL) comme encapsulation. Les PCL sont des diélectriques anisotropes et homogènes dont les propriétés mécaniques varient selon le procédé de moulage. On suppose que leurs propriétés électriques varient également, mais peu d’études ont été publiées à ce jour sur ce sujet.
Les fabricants de PCL fournissent des valeurs de constante diélectrique basées sur des tests normalisés effectués sur des disques circulaires de 3 pouces.
Afin d'étudier l'impact de la variation de la constante diélectrique sur les modèles de connexion typiques, des simulations ont été réalisées pour différentes valeurs de cette constante. Les résultats obtenus pour trois constantes diélectriques LCP différentes sont présentés sur la figure 5. Comme pour la variation de la densité de maille, la perte de retour est affectée par la constante diélectrique LCP. La perte d'insertion (IL) au-dessus de 10 GHz est également affectée. Ceci est cohérent avec la variation de la perte par réflexion due au désaccord d'impédance, observée sur le profil de perte de retour de la figure 5. Pour le connecteur mezzanine étudié dans ce rapport, un modèle de Debye constant du premier ordre a été utilisé dans CST Microwave Studio.
Configuration des ports
La troisième étape la plus importante dans l'extraction d'un modèle de connecteur à l'aide d'un outil de simulation d'ondes complètes est la configuration des ports.
Un port définit la manière dont une structure électromagnétique est excitée et le point de mesure de sa réponse. Les outils de simulation électromagnétique modernes proposent généralement plusieurs options de ports, qui se répartissent en deux grandes catégories : les ports guides d'ondes et les ports discrets. Un port guide d'ondes projette une onde TEM ou quasi-TEM sur la structure, généralement une interface de transmission bien définie comme une ligne coaxiale ou une ligne microruban. La ligne de transmission doit généralement avoir une certaine longueur pour que cette méthode soit valide. Un port discret est une approximation théorique de circuit couramment utilisée dans les structures très denses où un port guide d'ondes est impossible en raison de sa taille.
La configuration du port définit également l'emplacement du plan de référence pour le modèle de connecteur résultant.
Les connecteurs étudiés dans cet article sont soudés sur un circuit imprimé multicouche, et les effets du circuit imprimé sont généralement inclus dans le modèle de connecteur. L'emplacement du plan de référence détermine l'étendue de ces effets. Pour le connecteur mezzanine présenté dans ce rapport, un port discret a été utilisé dans CST Microwave Studio.
Modélisation des connecteurs par la mesure :
Pour garantir la fiabilité d'un modèle de connecteur, il est recommandé, en ingénierie, de le valider. La validation peut être effectuée en comparant le modèle à un modèle obtenu par une méthode différente, soit par des mesures, soit par comparaison avec d'autres outils de modélisation. Si la comparaison de modèles obtenus à l'aide de différents outils est largement acceptée dans certains secteurs, la communauté du numérique à haut débit privilégie généralement la validation par la mesure. Cette approche présente toutefois des limites, car les résultats de mesure peuvent varier considérablement en fonction des dispositifs de test, de l'emplacement du plan de référence et de l'étalonnage. Les connecteurs haute densité abordés dans cet article ne possèdent pas d'interfaces coaxiales compatibles avec l'instrumentation moderne. Un dispositif de test est donc nécessaire pour l'interface avec l'instrumentation menant au dispositif. Il s'agit généralement d'un circuit imprimé multicouche qui prend en compte les effets de la taille du connecteur. Les effets de la capacité des pastilles et des vias sont considérés comme des effets de taille. Il est généralement admis que ces effets de taille entre le circuit imprimé et le connecteur sont intégrés au modèle de connecteur.
Pour la corrélation du modèle, le dispositif de test doit être inclus dans la simulation ou retiré de la mesure par des techniques de désintégration. Compte tenu de la complexité du modèle, la désintégration du dispositif de test est privilégiée. La méthode de désintégration utilisée est la méthode TRL/M (Thru-Reflect-Line-Match) disponible sur un analyseur de réseau vectoriel (VNA) moderne.
La précision et la validité de toute mesure VNA dépendent du respect des hypothèses implicites d'étalonnage. Par exemple, un étalonnage SOLT (court-circuit ouvert, charge traversante) est compromis par des étalons d'étalonnage mal conçus.
Si l'étalon de calibration ouvert présente une capacité parasite, il faut en tenir compte lors de la calibration, car cela contrevient à l'hypothèse d'un coefficient de réflexion unitaire de l'ouverture. C'est pourquoi les fabricants d'instruments développent des étalons SOLT de haute précision.
Le retrait du dispositif par la méthode TRL/M ne fait pas exception : des étalons de calibration mal conçus entraîneront des imprécisions de mesure.
L'une des hypothèses de la méthode TRL/M est que les étalons de ligne ont la même impédance que le dispositif de mesure. Cette hypothèse semble raisonnable jusqu'à ce que l'on considère que la tolérance d'impédance standard pour les circuits imprimés haute densité est de ±10 %. Pour illustrer l'impact de l'impédance des lignes étalons, nous avons considéré deux jeux différents d'étalons de calibration TRL/M intégrés, comme le montre la figure 6. On remarque que les empreintes de calibration sur le circuit imprimé en position 66 présentent des courbes plus abruptes, mais plus régulières, que celles en position 44. Ces empreintes ont été testées en termes d'impédance, et celles présentant les courbes les plus abruptes (position 66) ont montré une variation d'impédance plus importante que celles avec moins de courbes (position 44). Cette variation d'impédance se traduit par une erreur de mesure lors de la calibration TRL/M.
La figure 7 montre la variation de la perte d'insertion mesurée du même type de connecteur, en utilisant deux dispositifs de test différents avec leurs normes d'étalonnage TRL/M embarquées associées.
En principe, les deux courbes de la figure 7 devraient être identiques ; or, nous constatons une variation d'environ 0,5 dB et quelques changements à certains points de résonance.
Cet exemple illustre également un problème courant dans la conception des accessoires, où de petites différences de taille peuvent se traduire par des variations importantes dans les dimensions des connecteurs.
Un examen détaillé des résultats révèle de légères différences, comme illustré à la figure 8. Il est à noter que la trace de la mise à la terre de la pastille via la pastille du connecteur est légèrement plus longue dans le cas de la « position 66 » que dans celui de la « position 44 ». Cette légère différence de taille a entraîné la modification de la résonance observée à la figure 7 et a été vérifiée par modélisation électromagnétique complète du connecteur et de ses dimensions.
L’exemple précédent constitue une bonne étude de cas, mais en réalité, deux variables entrent en jeu : les différences de taille et les variations d’étalonnage standard TRL/M.
L’exemple suivant ne présente qu’une faible variation de taille. La figure 9 illustre deux tailles différentes : le cas 1 et le cas 2.
Dans le cas 1 (à gauche), les pistes de masse sont orientées vers l'extérieur, c'est-à-dire à l'écart du centre du connecteur. Cette méthode optimise le flux de courant de retour, mais au prix d'un routage plus complexe. Dans
le cas 2 (à droite), les pistes de masse sont orientées vers l'intérieur, c'est-à-dire vers le centre du connecteur. Ce routage permet un espacement plus important entre les pistes de signal et la piste de masse.
La figure 10 montre qu'une variation de 10 dB des interférences à 10 GHz est due à cette faible variation d'orientation de la piste de masse.
Variations mécaniques :
Les structures d’essai (et les produits réels) présentent des variations mécaniques, notamment au niveau de la profondeur d’insertion et des soudures. Souvent, les effets de ces variations sur l’intégrité du signal sont négligés, mais il est essentiel de les analyser.
La première variation mécanique à considérer est la profondeur d'insertion du connecteur. Tout connecteur multipoints haute densité présente une tolérance mécanique intégrée afin de compenser celle du boîtier. La figure 11 illustre cette variation mécanique pour un connecteur mezzanine. Ce produit conserve une résistance suffisante à l'interface de contact jusqu'à un écartement de 1,15 mm. Le connecteur a été simulé en configuration accouplement complet et à écartement maximal à l'aide de CST Microwave Studio. Une attention particulière a été portée à la variation de forme des contacts entre les boîtiers et à l'entrefer plus important lorsque les deux moitiés sont séparées. Les résultats, présentés figure 12, montrent un niveau de variation similaire à celui observé en faisant varier la densité de la maille et la constante diélectrique du boîtier.
Une seconde variation mécanique, considérée comme mineure, concerne le montage sur la carte. Pour un connecteur CMS, celui-ci n'est pas toujours parfaitement aligné avec la
pastille BGA du circuit imprimé. Les tolérances liées à l'implantation sur le circuit imprimé et au montage peuvent engendrer un léger décalage par rapport à la position réelle.
La figure 13 illustre cette variation de positionnement.
Les résultats de ces simulations pour la fixation de la plaque sont présentés dans la figure 14. Comparée aux variations de densité du maillage et de constante diélectrique, la fixation de la plaque a un effet relativement faible.
L'enseignement principal de ces exemples est que la mesure de la réponse d'un connecteur peut être aussi complexe que l'extraction d'un modèle de connecteur à partir d'une simulation. Il est impératif de s'assurer que les structures mesurées et modélisées sont parfaitement identiques avant toute tentative de corrélation.
(À suivre en septembre)
Auteur:
Jim Nadolny, Samtec
Leon Wu, Samtec
