In questo articolo esamineremo le variazioni prestazionali dei moderni modelli di connessione ad alta densità. I modelli saranno derivati sia da simulazioni che da misurazioni e successivamente confrontati. Verranno prese in considerazione le variazioni reali dovute agli effetti di inserimenti incompleti e saldature. Infine, verranno applicate metriche di qualità del modello ai dati per quantificarne l'accuratezza.
Evoluzione dei modelli di connettori.
I modelli dei connettori si sono evoluti da semplici circuiti di accoppiamento a parametri concentrati a reti a microonde multiporta. Questa crescente complessità è dettata dalla necessità di rappresentare accuratamente larghezze di banda con discontinuità geometriche sempre più complesse.
I primi modelli di connettori erano semplici circuiti a parametri concentrati. Questi modelli sono molto semplici, vengono eseguiti rapidamente con i software di simulazione e sono ancora oggi utilizzati per molte applicazioni.
Lo standard aureo generalmente accettato è che una rappresentazione di un elemento di linea di trasmissione è valida finché la lunghezza della linea di trasmissione (L) è inferiore a un decimo della lunghezza d'onda (L
Utilizzando la regola d'oro di L.
L'estensione logica di un circuito a parametri concentrati è un modello a parametri distribuiti.
La linea di trasmissione è divisa in diverse sezioni più piccole e il modello di larghezza di banda può essere facilmente espanso.
Questa relazione può essere espressa nel dominio del tempo dalla seguente equazione:
Questa equazione afferma che un metodo a parametri concentrati è valido finché il ritardo di propagazione del connettore (ritardo tprop) è maggiore di 6 volte il tempo di salita del sistema (trise). Un connettore impilabile da 10 mm ha un ritardo di propagazione di circa 60 ps, quindi un semplice circuito a parametri concentrati è un modello ragionevole finché il tempo di salita del sistema è di 360 ps.
Questo era il caso per molte applicazioni digitali negli anni '90. Naturalmente, questo semplice modello di connettore non include gli effetti delle interferenze.
La complessità del modello aumenta con l'aumentare delle frequenze di temporizzazione e dei tempi di salita. I circuiti a parametri concentrati sono diventati più raffinati man mano che il connettore è stato suddiviso in diverse sezioni più brevi.
Ciascuna sezione è stata analizzata utilizzando codici di analisi agli elementi finiti (FEA) 2D per ottenere una matrice di induttanza (L) e capacità (C) con termini di accoppiamento (K) per l'accoppiamento della linea di trasmissione. I valori di K tengono conto dell'interferenza nelle linee di trasmissione multiconduttore.
Questi valori di L, C e K sono stati tradotti in modelli SPICE e hanno permesso di prevedere con precisione l'interferenza, il ritardo di propagazione e l'impedenza.
L'analisi bidimensionale di sezioni trasversali multiple di connettori non era un processo semplice.
Era necessario un giudizio ingegneristico per selezionare il minor numero possibile di sezioni trasversali, pur mantenendo un elevato grado di precisione. L'approccio di modellazione bidimensionale presupponeva la propagazione delle onde evanescenti (TEM) in tutta la struttura del connettore. Poiché ciò non corrispondeva alla realtà, le onde evanescenti in corrispondenza delle discontinuità interne venivano ignorate, il che comportava imprecisioni intrinseche nel processo. Ciononostante, il metodo delle sezioni trasversali multiple è rimasto una pratica comune fino alla fine degli anni '90.
Per superare queste limitazioni, i fornitori di software hanno iniziato a lavorare diligentemente alla creazione di strumenti in grado di migliorare il servizio per l'industria digitale ad alta velocità. La simulazione a onda intera era lo standard per i connettori a microonde (coassiali) in quel periodo. La complessità geometrica di un moderno connettore digitale ad alta velocità rappresenta una sfida significativa, poiché non può essere risolta con hardware di calcolo a basso costo. Con l'aumento della potenza di calcolo delle workstation di fascia alta, i connettori digitali ad alta velocità hanno potuto essere trattati come reti a microonde multiporta. Questo è lo stato attuale della modellazione dei connettori.
Modelli di connettori da simulazione:
diversi strumenti di simulazione sono a disposizione dell'ingegnere di integrità del segnale (SI) per estrarre modelli di connettori. In questo lavoro è stato utilizzato CST Microwave Studio. Sebbene sia stato utilizzato uno strumento specifico, le problematiche sollevate sono comuni a tutti gli strumenti di modellazione a onda intera.
Per comprendere appieno la portata della sfida di modellazione, è necessario considerare la geometria. Un tipico connettore ad alta densità potrebbe avere 10 file con 50 pin per fila in un passo di 1,27 mm x 1,27 mm. Questa densità è dettata dalla necessità di un packaging elettronico ad alta densità ed è limitata dalle tecnologie di stampaggio, fusione e assemblaggio.
La Figura 3 mostra un tipico connettore mezzanine che verrà utilizzato come riferimento in questo articolo.
Questo tipo di connettore ha un campo a percorso aperto, ovvero presenta pin specifici non dedicati al ritorno di corrente (massa). Per una data applicazione viene definito uno schema segnale-massa che fornisce la massima densità di segnale con prestazioni accettabili. Vengono sviluppati schemi predefiniti per la segnalazione differenziale e a terminale singolo e viene utilizzato un software di modellazione per estrarre un modello Touchstone.
Fortunatamente, non tutti i 500 pin devono essere inclusi nel modello estratto, ma l'entità del problema è significativa. Un modello di dimensioni ragionevoli potrebbe includere sei coppie differenziali per catturare gli effetti dell'interferenza all'interno e tra le file. Ciò sarebbe equivalente a un modello Touchstone a 24 porte.
Per una versione ad angolo retto di un connettore simile, si considera in genere un modello con porte più grandi per tenere conto delle diverse lunghezze di ciascuna fila. Riconoscendo ciò per ogni coppia differenziale modellata, anche i pin di ritorno del segnale sono inclusi nell'area di modellazione, quindi questo modello Touchstone a 24 porte includerà 12 pin di segnale e 8 pin di massa. Ogni pin ha una forma complessa per fornire la forza normale all'interfaccia rimovibile necessaria per una connessione affidabile.
SolidWorks, il software CAD 3D, è uno strumento utilizzabile per la progettazione del connettore. La geometria viene esportata in un formato leggibile dallo strumento di simulazione a onda intera. Successivamente, viene eseguita la "pulizia geometrica", una fase critica della modellazione in cui vengono eliminate le complessità non necessarie. Ciò si traduce in un processo di importazione più pulito nello strumento di simulazione a onda intera e semplifica la mesh. Quest'area dell'input geometrico è stata problematica ed è stata oggetto di notevoli investimenti da parte dei fornitori di strumenti di simulazione a onda intera.
Una volta importata correttamente la geometria, è necessario eseguire tre passaggi principali prima di avviare la simulazione:
1. Densità della mesh
2. Definizione delle proprietà del materiale
3. Configurazione della porta.
Densità della mesh:
tutti gli strumenti di simulazione a onda intera eseguono calcoli elettromagnetici su uno spazio di soluzione discreto. Il processo di discretizzazione, o meshing, divide lo spazio di soluzione in molte celle e ha un impatto diretto sulla soluzione risultante. Una mesh troppo fine porta a risultati errati e a tempi di simulazione inutilmente lunghi. Infine, la densità della mesh e il tempo di simulazione sono influenzati dalla frequenza massima di simulazione. Una simulazione a 50 GHz avrà una mesh molto più fine di una simulazione a 20 GHz.
CST Microwave Studio crea una mesh dello spazio di soluzione utilizzando informazioni molto basilari per semplificare un processo complesso. Sono sufficienti la frequenza massima e il numero di celle per lunghezza d'onda nelle direzioni x, y e z. Dopo il meshing automatico, è possibile affinare la mesh nelle regioni ad alta concentrazione di campo. Ad esempio, la mesh di un substrato a microstriscia viene spesso affinata dall'utente se è richiesta un'elevata precisione della perdita di ritorno.
Per studiare l'impatto del processo di mesh sui modelli di connessione tipici, è stato simulato un connettore mezzanino da 16 mm e i parametri della mesh sono stati regolati nel CST
Dimensioni della mesh: 0,88 milioni di celle, 3,8 milioni di celle e 8,5 milioni di celle. In questo esempio, la variazione con la densità della mesh è minore, con la perdita di ritorno che risulta essere il parametro più sensibile alla mesh.
Parametri dei materiali:
Molti connettori ad alta velocità sono progettati utilizzando polimeri a cristalli liquidi (LCP) come incapsulamento. Gli LCP sono un dielettrico anisotropo e omogeneo le cui proprietà meccaniche variano a seconda del processo di stampaggio. Si presume che anche le proprietà elettriche varino con lo stampaggio, ma ad oggi sono state pubblicate poche ricerche su questo effetto.
I produttori di LCP forniscono valori di costante dielettrica basati su test standardizzati di dischi circolari da 3 pollici.
Per studiare l'impatto della variazione della costante dielettrica sui modelli di connessione tipici, sono state eseguite simulazioni su un intervallo di valori dielettrici. I risultati per tre diverse costanti dielettriche LCP sono mostrati nella Figura 5. Come per la variazione della densità della maglia, la perdita di ritorno è influenzata dalla costante dielettrica LCP. Anche la perdita di inserzione (IL) al di sopra di 10 GHz ne risente. Ciò è coerente con la variazione della perdita di riflessione dovuta al disadattamento di impedenza osservata nel profilo di perdita di ritorno nella Figura 5. Per il connettore mezzanine in questo rapporto, è stato utilizzato un modello di Debye costante del primo ordine in CST Microwave Studio.
Configurazione delle porte
Il terzo passaggio più importante nell'estrazione di un modello di connettore utilizzando uno strumento di simulazione full-wave è la configurazione delle porte.
Una porta definisce come viene stimolata una struttura elettromagnetica e da dove viene misurata la risposta. Nei moderni strumenti di simulazione a onda intera sono generalmente disponibili diverse opzioni di porta, che si dividono in due categorie principali: porte a guida d'onda e porte discrete. Una porta a guida d'onda proietta un'onda TEM o quasi-TEM sulla struttura, tipicamente un'interfaccia di trasmissione ben definita come una linea coassiale o una microstriscia. La linea di trasmissione deve generalmente avere una certa lunghezza affinché questo metodo sia valido. Una porta discreta è un'approssimazione di circuito teorica comunemente utilizzata in strutture molto dense dove una porta a guida d'onda non è fattibile a causa delle sue dimensioni.
La configurazione della porta definisce anche la posizione del piano di riferimento per il modello del connettore risultante.
I connettori di interesse in questo articolo sono saldati su un PCB multistrato e gli effetti del PCB sono generalmente inclusi nel modello del connettore. La posizione del piano di riferimento determina l'entità degli effetti del PCB inclusi nel modello. Per il connettore mezzanine in questo rapporto, è stata utilizzata una porta discreta in CST Microwave Studio.
Modelli di connettori derivati da misurazioni:
Per avere fiducia in un modello di connettore, è buona prassi ingegneristica convalidarlo. La convalida può essere effettuata confrontando il modello con uno estratto utilizzando un metodo diverso, tramite misurazioni o confronto con altri strumenti di modellazione. Sebbene il confronto di modelli estratti utilizzando strumenti diversi sia ampiamente accettato in alcuni settori, la comunità digitale ad alta velocità generalmente preferisce la convalida del modello tramite misurazioni. Questo approccio presenta delle insidie, poiché i risultati misurati possono variare notevolmente a seconda dei dispositivi di test, della posizione del piano di riferimento e della calibrazione. I connettori ad alta densità oggetto di questo articolo non dispongono di interfacce coassiali compatibili con la strumentazione moderna. È invece necessario un dispositivo di test per interfacciarsi con la strumentazione che conduce al dispositivo. Questo è tipicamente un PCB multistrato che include gli effetti delle dimensioni del connettore. Gli effetti della capacità del pad e del perno del via sono considerati effetti dimensionali. È generalmente accettato che questi effetti dimensionali tra il PCB e il connettore siano inclusi nel modello del connettore.
Per la correlazione del modello, il dispositivo di test deve essere incluso nella simulazione o rimosso dalla misurazione utilizzando tecniche di de-embedding. Data la complessità del modello, si preferisce il de-embedding del dispositivo di test. Il metodo di de-embedding utilizzerà il metodo TRL/M (Thru-Reflect-Line-Match) disponibile su un moderno analizzatore di rete vettoriale (VNA).
L'accuratezza e la validità di qualsiasi misurazione VNA dipendono dalla misura in cui vengono violate le ipotesi implicite di calibrazione. Ad esempio, una calibrazione SOLT (Short-Open-Load-Thru) è compromessa da standard di calibrazione sviluppati in modo inadeguato.
Se lo standard di calibrazione aperto presenta capacità parassita, ciò deve essere preso in considerazione nel processo di calibrazione, poiché viola l'ipotesi che l'apertura abbia un coefficiente di riflessione unitario. Per questo motivo i produttori di strumentazione sviluppano standard di calibrazione SOLT di elevata precisione.
La rimozione del dispositivo mediante calibrazione TRL/M non è diversa; standard di calibrazione sviluppati in modo inadeguato comporteranno imprecisioni di misurazione.
Uno dei presupposti del metodo TRL/M è che gli standard di linea abbiano la stessa impedenza del dispositivo di test. Questo sembra ragionevole finché non si considera che il controllo di impedenza standard del settore per i PCB ad alta densità è di +/-10%. Per illustrare l'impatto dell'impedenza di linea standard, abbiamo considerato due diversi set di standard di calibrazione TRL/M integrati, come mostrato in Figura 6. Si noti che le impronte di calibrazione sul PCB in posizione 66 presentano curve ragionevoli, ma più ripide rispetto alle curve in posizione 44. Queste impronte di calibrazione sono state testate per l'impedenza e si è riscontrato che le impronte di calibrazione con curve più ripide (posizione 66) presentavano una maggiore variazione di impedenza rispetto alle impronte di calibrazione con curve meno accentuate (posizione 44). Questa variazione di impedenza si traduce in un errore di misurazione nella calibrazione TRL/M.
La Figura 7 mostra la variazione della perdita di inserzione misurata dello stesso tipo di connettore, utilizzando due diversi dispositivi di prova con i relativi standard di calibrazione TRL/M integrati.
In linea di principio, le due curve nella figura 7 dovrebbero essere identiche; invece, osserviamo una variazione di circa 0,5 dB e alcune modifiche in corrispondenza di alcuni punti di risonanza.
Questo esempio illustra anche un problema comune nella progettazione degli accessori, in cui piccole differenze di dimensioni possono manifestarsi come variazioni significative nelle misure dei connettori.
Un esame dettagliato dei risultati rivela piccole differenze, come mostrato in Figura 8. Si noti che la traccia di messa a terra del pad attraverso il pad del connettore è leggermente più lunga nel caso "posizione 66" rispetto al caso "posizione 44". Questa piccola differenza di dimensioni ha determinato la variazione di risonanza osservata in Figura 7 ed è stata verificata tramite la modellazione a onda intera del connettore e delle sue dimensioni.
L'esempio precedente è un buon caso di studio, ma in realtà ci sono due variabili: differenze di dimensioni e variazioni di calibrazione TRL/M standard.
L'esempio seguente presenta solo una piccola variazione di dimensioni. La Figura 9 mostra due dimensioni diverse: Caso 1 e Caso 2.
Nel caso 1 a sinistra, i percorsi di massa sono "esterni", ovvero lontani dal centro del connettore. Questo metodo si traduce in un flusso di corrente di ritorno più ottimale, ma a scapito di uno schema di instradamento più complesso.
Nel caso 2 a destra, i percorsi di massa sono "interni", ovvero rivolti verso il centro del connettore. Si noti che questo instradamento si traduce in una spaziatura più ampia tra le tracce del segnale e il percorso di massa.
La Figura 10 mostra che si verifica una variazione di 10 dB nell'interferenza a 10 GHz a causa di questa minore variazione nell'orientamento del percorso di massa.
Variazioni meccaniche:
nelle strutture di prova (e nei prodotti reali) sono presenti variazioni meccaniche, tra cui la profondità di inserimento e le variazioni di saldatura. Spesso, gli effetti SI dovuti a queste variazioni vengono trascurati, ma francamente, dovrebbero essere analizzati.
La prima variazione meccanica da considerare è la profondità di inserimento del connettore. In qualsiasi connettore multipolare ad alta densità, è presente una tolleranza meccanica intrinseca per compensare la tolleranza incorporata nell'involucro meccanico. La Figura 11 illustra la variazione meccanica in un connettore mezzanine. Questo prodotto manterrà una resistenza sufficiente all'interfaccia di contatto con una separazione fino a 1,15 mm. Il connettore è stato simulato completamente accoppiato e alla massima separazione utilizzando CST Microwave Studio. Si è prestata particolare attenzione a tenere conto della variazione nella forma di contatto tra gli involucri e a includere il maggiore spazio d'aria quando le due metà sono separate. I risultati sono mostrati nella Figura 12 e presentano approssimativamente lo stesso livello di variazione osservato variando la densità della rete e modificando la costante dielettrica dell'involucro del connettore.
Una seconda variazione meccanica, che si presume sia di minore entità, riguarda il montaggio sulla scheda. Nel caso di un connettore a montaggio superficiale, il connettore non sempre aderisce perfettamente al
pad BGA del PCB. Le tolleranze nel layout del PCB e le variazioni di montaggio possono causare un certo grado di fluttuazione nella posizione effettiva.
La Figura 13 illustra questa variazione di posizionamento.
I risultati di queste simulazioni per il fissaggio della piastra sono mostrati nella Figura 14. Rispetto alle variazioni di densità della maglia e di costante dielettrica, il fissaggio della piastra ha un effetto relativamente piccolo.
Il punto fondamentale da trarre da questi esempi è che misurare la risposta di un connettore può essere complesso quanto estrarre un modello di connettore da una simulazione. È necessario prestare attenzione affinché le strutture misurate e modellate siano esattamente identiche prima di tentare qualsiasi correlazione.
(Continua a settembre)
Autore:
Jim Nadolny, Samtec
Leon Wu, Samtec
