La modulazione OOK (on/off keying) ci permette di rilevare il segnale con un semplice fotodiodo, che converte la potenza ottica in una corrente elettrica (IPhoto). La fotocorrente IPhoto generata dal fotodiodo è direttamente proporzionale al prodotto del segnale ottico S e del suo complesso coniugato S*. Nell'equazione in Figura 1, possiamo osservare che il risultato contiene solo l'ampiezza AS. IPhoto non fornisce alcuna informazione né sulla frequenza angolare ωs né sulla fase Φs. Pertanto, non è possibile stabilire una corrispondenza diretta e univoca tra il segnale di modulazione QPSK nel dominio del tempo a destra e il diagramma IQ a sinistra. Si può solo affermare che la curva inferiore passante per zero rappresenta le transizioni diagonali tra i quattro punti della costellazione, mentre la curva centrale rappresenta le transizioni che si trovano al di fuori di essa. Il segnale piatto passante per 1 rappresenta i casi in cui la fase non cambia, ovvero quando un simbolo è seguito dallo stesso simbolo.
Per identificare in modo univoco le transizioni di simbolo, dobbiamo cercare metodi più sofisticati che ci consentano di rilevare il campo elettrico completo, comprese le informazioni di fase.
A complicare ulteriormente le cose, gli attuali sistemi di comunicazione ottica operano a lunghezze d'onda nella regione del vicino infrarosso, ad esempio a 1550 nm, che corrispondono a una frequenza prossima a 200 THz. Pertanto, le variazioni del campo elettrico nel tempo e nello spazio sono di diversi ordini di grandezza troppo rapide per essere elaborate dai dispositivi elettronici attualmente disponibili, che operano nella gamma da MHz a GHz.
Un oscillatore locale può esserci d'aiuto.
La chiave per risolvere entrambi i problemi sta nel misurare non solo la fase assoluta, ma anche la fase relativa a un segnale di riferimento noto. La Figura 2 mostra la configurazione di rilevamento di base: il laser idealmente monocromatico che genera il segnale di riferimento R è solitamente chiamato "oscillatore locale".
Il segnale di interesse S e il segnale di riferimento R vengono sovrapposti in un combinatore ottico e rilevati dal fotodiodo. Di conseguenza, IPhoto è proporzionale al prodotto della somma di entrambi i segnali (R+S) e del loro complesso coniugato (R+S)*. L'equazione nella Figura 2 indica che il risultato include la differenza di fase ΔΦ = ΦS - ΦR e la differenza di frequenza Δω = ωS - ωR. Da ΔΦ, possiamo dedurre l'evoluzione di ΦS nel tempo.
Viene scelta una frequenza di riferimento ωR vicina a ωS in modo che Δω sia sufficientemente piccolo da poter essere elaborato elettronicamente.
Questo valore dipendente dalla fase è chiamato "valore eterodina" perché deriva dalla combinazione dei due segnali.
Esiste anche un valore che contiene il quadrato dell'ampiezza, che è irrilevante finché viene modulata solo la fase e l'ampiezza rimane costante, come nel caso della modulazione QPSK.
Nella parte inferiore della Figura 2, vediamo il caso senza segnale di riferimento menzionato in precedenza, dove viene visualizzato solo il valore AS2.
Quando viene aggiunto un segnale di riferimento di grande ampiezza, rispetto al segnale stesso, si osserva essenzialmente che il valore eterodina sposta AR2 verso l'alto. Sarebbe interessante poter ottenere il valore eterodina senza questo spostamento.
Soppressione dei valori indipendenti dalla fase con un ricevitore bilanciato.
Come mostrato in Figura 3, è possibile sopprimere i valori indipendenti dalla fase rimanenti con un ricevitore bilanciato. In questo caso, il segnale che si desidera rilevare, S, e il segnale di riferimento, R, vengono sommati in un ramo e sottratti nel secondo ramo di un combinatore ottico 2x2 (che può essere un accoppiatore a fibra ottica o a spazio libero). Un fotodiodo rileva ciascuno dei segnali risultanti. Viene quindi utilizzata la differenza tra le due fotocorrenti. Nell'equazione, anch'essa mostrata in Figura 3, si può notare che gli altri valori sono stati annullati, lasciando solo il valore eterodina.
Inoltre, il rilevamento bilanciato offre un ulteriore vantaggio: la fotocorrente netta è stata raddoppiata.
Applicazione del concetto al piano IQ: il demodulatore IQ.
Per catturare sia l'ampiezza che la fase, un ricevitore coerente deve fornire le componenti in fase (I) e in quadratura (Q) come due segnali di uscita separati. Ciò richiede un secondo rivelatore bilanciato. Un singolo oscillatore locale fornisce il segnale di riferimento per entrambi i rivelatori, ma la fase deve essere sfasata di π/2 per ottenere la componente Q. La Figura 4 illustra la configurazione completa, chiamata "demodulatore IQ", per un segnale modulato QPSK.
Questa configurazione funziona solo per segnali coerenti che non sono multiplexati a divisione di polarizzazione. Inoltre, il segnale viene combinato solo con la componente dell'oscillatore locale che ha lo stesso stato di polarizzazione del rivelatore.
Estensione del concetto alla doppia polarizzazione
Nel caso della doppia polarizzazione, è necessario sviluppare ulteriormente il concetto di demodulatore. Il principio di base rimane lo stesso: dopo uno splitter di polarizzazione, abbiamo ora due demodulatori IQ, uno per la polarizzazione xy e l'altro per la polarizzazione y. Un singolo oscillatore locale viene utilizzato per fornire segnali di riferimento per tutti i rami.
Il diagramma a blocchi è visibile in Figura 5. Come si può notare, ci sono quattro segnali di uscita per risolvere le coordinate I e Q, uno per ciascuna direzione di polarizzazione. Nelle equazioni, gli indici superiori h e v riflettono lo stato di polarizzazione orizzontale e verticale del segnale rispetto al sistema di riferimento di polarizzazione del ricevitore. Questa architettura con polarizzazioni multiple garantisce inoltre che l'intero segnale venga combinato con l'oscillatore locale, indipendentemente dallo stato di polarizzazione in ingresso. Pertanto, il suo utilizzo è comune anche quando il segnale non utilizza la doppia polarizzazione.
Finora abbiamo visto ricevitori con un oscillatore locale di frequenza ωR diversa dalla frequenza del segnale ωS. Questi ricevitori sono chiamati "ricevitori eterodina".
Nei ricevitori omodina, l'oscillatore locale ha la stessa frequenza del segnale portante. Hanno il vantaggio che i valori menzionati sopra non dipendono più dalla frequenza.
La Figura 6 quantifica la larghezza di banda elettrica richiesta sia per i ricevitori omodini che per quelli eterodini. Per la rilevazione omodina, in cui l'oscillatore locale opera alla stessa frequenza del segnale, è necessaria metà della larghezza di banda ottica del segnale. Nel caso di un ricevitore eterodino, la larghezza di banda elettrica richiesta aumenta all'aumentare dello scostamento di frequenza tra l'oscillatore locale e il segnale.
Utilizzo di una copia ritardata del segnale come riferimento: interferometri a linea di ritardo.
Dopo quanto visto finora, sembra che l'utilizzo di un oscillatore locale sia indispensabile per acquisire informazioni di fase. Cosa accadrebbe se sovrapponessimo al segnale una sua copia? Anche questo ci permetterebbe di ottenere un segnale di riferimento in cui ωR = ωS.
Si potrebbe pensare che questo approccio non sia molto promettente, perché non è chiaro se questo metodo ci permetta di ottenere informazioni aggiuntive sulla fase. Tuttavia, questo approccio auto-omodino è utile perché ciò che ci interessa è rilevare lo sfasamento nel tempo. Pertanto, se dividiamo il segnale in due e sovrapponiamo il segnale con la copia ritardata come segnale di riferimento, otterremo informazioni sugli sfasamenti.
Il vantaggio di questo metodo di misurazione è che non è soggetto a imprecisioni dovute a lente fluttuazioni (rispetto alla frequenza di simbolo) nella frequenza di un oscillatore locale esterno o del laser portante.
Questo tipo di configurazione del ricevitore è chiamato "interferometro a linea di ritardo". La Figura 7 mostra un interferometro a linea di ritardo con il segnale S(t) e il segnale S(t+T) ritardato di T.
Questa equazione indica che il risultato dipende dalla differenza di fase tra il segnale originale e la sua copia ritardata. A causa della periodicità di questa funzione, solo le differenze di fase tra 0 e π possono essere identificate in modo univoco, e solo per ritardi T che sono approssimativamente un multiplo intero del periodo della portante, 2π/ωS. Questo è sufficiente per la modulazione BPSK. Tuttavia, per la cattura di fase in QPSK e in schemi di modulazione di ampiezza maggiore, dobbiamo aggiungere un altro interferometro a linea di ritardo di fase, sfalsato di π/2 
rispetto all'altro, in modo da coprire l'intero intervallo di fase da 0 a 2π.
La Figura 8 mostra la configurazione con un ulteriore interferometro a linea di ritardo di fase per ricevere le due componenti indipendenti I e Q. Viene misurata anche la differenza Q1-Q2, mentre I1-I2 rimane invariata.
Come i ricevitori eterodina, l'interferometro a linea di ritardo può essere esteso anche per eseguire misurazioni sensibili alla polarizzazione.
Con un interferometro a linea di ritardo, non è necessario un oscillatore locale esterno e quindi non dobbiamo preoccuparci del rumore di fase introdotto dall'oscillatore. Inoltre, è richiesta una minore elaborazione del segnale. Tuttavia, questo approccio presenta degli svantaggi che potrebbero indurci a scegliere un ricevitore eterodina.
Innanzitutto, per misurare le variazioni di fase nel tempo utilizzando un interferometro a linea di ritardo senza acquisizione/sincronizzazione dei dati (CDR), il ritardo e il periodo di campionamento devono essere molto inferiori al periodo del simbolo. Attualmente, le velocità di simbolo hanno raggiunto un livello tale da rendere estremamente difficile soddisfare questa condizione. Inoltre, per i segnali a bassa potenza, la sensibilità di misura si riduce, poiché anche il segnale di riferimento è a bassa potenza ed è influenzato dal rumore accumulato nel collegamento di trasmissione. Per le implementazioni che utilizzano una tecnica di campionamento, il tempo di misura aumenta ed è necessario un trigger. In sintesi, i ricevitori omodina non sono molto flessibili.
Finora ci siamo concentrati esclusivamente sulle tecniche di rilevamento nel dominio del tempo. Tuttavia, possiamo anche rilevare lo spettro di frequenza ed trarre inferenze da esso applicando la trasformata di Fourier al segnale nel dominio del tempo.
Rilevamento nel dominio della frequenza:
per acquisire un segnale ottico modulato complesso dal suo spettro, è necessario misurare lo spettro complesso, ovvero lo spettro contenente sia le informazioni di ampiezza che di fase.
Ciò può essere realizzato utilizzando un analizzatore di spettro complesso che separa le diverse componenti di frequenza ottica con un elemento dispersivo. Tutte le bande di frequenza possono essere rilevate simultaneamente utilizzando più rivelatori o sequenzialmente con un filtro ottico a scansione a banda stretta e un singolo rivelatore.
Per acquisire la fase e l'ampiezza, si utilizza nuovamente un oscillatore locale per fornire il segnale di riferimento. Per acquisire entrambe le componenti, è necessaria una sorgente che emetta due frequenze ottiche.
La Figura 9 mostra la configurazione completa necessaria per misurare lo spettro complesso risolto in polarizzazione.
Il principale vantaggio del rilevamento nel dominio della frequenza è la sua larghezza di banda praticamente illimitata, che si traduce in una risoluzione temporale illimitata. La larghezza di banda dipende dall'intervallo di scansione dell'oscillatore locale per raggiungere larghezze di banda nell'ordine dei THz con i laser a cavità esterna regolabili odierni. L'altro vantaggio principale è che non è necessario un ricevitore ad alta velocità.
D'altra parte, presenta anche svantaggi significativi.
Ad esempio, può essere applicato solo a segnali periodici, poiché questi generano i necessari picchi spettrali discreti. Inoltre, questa opzione richiede un clock a simboli o a pattern. L'accuratezza del segnale acquisito nel dominio del tempo dipende direttamente dalla risoluzione spettrale, che determina il numero di bande laterali che possono essere risolte. La risoluzione spettrale ottenibile oggi limita la lunghezza del pattern a poche decine di simboli.
Questi fattori, insieme al fatto che questo metodo non fornisce risultati in tempo reale, rendono il rilevamento nel dominio della frequenza inadatto ai ricevitori di rete. Infatti, dovremmo dedicare molto tempo alle misurazioni, oltre a creare una configurazione di misurazione e un'elaborazione del segnale piuttosto complesse.
Infine, nel rilevamento in frequenza, tutti gli effetti non periodici vengono mediati. Lo stesso vale per la dispersione di modo di polarizzazione (PMD), che, pertanto, non può essere compensata.
Preferenze:
Le configurazioni autoomodine richiedono poca elaborazione del segnale e sono le meno sensibili al rumore di fase. Tuttavia, non sono molto flessibili, operando solo vicino alla velocità di simbolo di progetto e sono meno sensibili delle implementazioni eterodine.
I metodi di rilevamento nel dominio del tempo che utilizzano eterodine offrono la massima flessibilità. A differenza del rilevamento nel dominio della frequenza, possono essere utilizzati per il rilevamento in tempo reale. Pertanto, possono essere utilizzati su segnali attivi nelle reti dati. Il campionamento a tempo equivalente funziona solo con segnali ripetitivi di lunghezza limitata, ad esempio, in situazioni di test e misurazione.
Con il campionamento in tempo reale, possiamo ricostruire l'intero segnale in tutti i domini senza limitazioni relative al formato di modulazione. Inoltre, non dobbiamo affrontare limitazioni relative alla lunghezza del segnale con il rilevamento nel dominio del tempo che utilizza eterodine. La dispersione di modo di polarizzazione (PMD) e la dispersione cromatica (CD) possono essere compensate durante l'elaborazione del segnale. In questo caso, l'unico fattore limitante sulle prestazioni è l'elaborazione del segnale.
Allo stesso tempo, dobbiamo essere consapevoli che questo approccio richiede apparecchiature ad alta velocità e a quattro canali, come un digitalizzatore in tempo reale ad alte prestazioni con jitter e rumore molto bassi e un elevato numero di bit effettivi (ENOB) sull'intera gamma di frequenza.
Questa sezione illustra i principi fondamentali della costruzione di un ricevitore. Nella prossima puntata di questa serie, esamineremo i dettagli di una configurazione di campionamento in tempo reale nel dominio del tempo.
Riferimenti
1 Diagramma a blocchi estratto da "Accordo di attuazione OIF per ricevitori coerenti intradyne a doppia polarizzazione integrati"
Le restanti figure presenti in questo articolo sono contributi di Oliver Funke, Bernd Nebendahl e Bogdan Szafraniec.
Autrice: Stephanie Michel, Keysight Technologies
