Avec l'augmentation des débits de communication jusqu'à plusieurs gigabits par seconde, les ingénieurs en numérique sont contraints de comprendre que les mesures fréquentielles fournissent des informations précieuses sur le comportement temporel. De même, les ingénieurs en radiofréquences et micro-ondes interviennent de plus en plus comme ingénieurs en intégrité du signal dans les applications numériques. Cela requiert la capacité d'effectuer des mesures temporelles. Cet article explorera la relation entre les mesures de signal dans un domaine et les observations dans l'autre. Des données et informations importantes concernant le taux d'erreur binaire de base seront analysées.
Il est rare qu'un étudiant en génie électrique obtienne son diplôme avec une connaissance approfondie à la fois de l'électronique numérique et des radiofréquences et micro-ondes. L'ingénieur junior spécialisé en conception numérique choisit généralement cette spécialisation par intérêt pour l'informatique. En règle générale, l'étudiant spécialisé en ingénierie des hautes fréquences a une prédilection pour les radiocommunications, qu'il a développée avant même d'entamer ses études universitaires. Un cursus classique de génie électrique comprend généralement des cours couvrant à la fois l'électronique numérique et les radiofréquences et micro-ondes. Cependant, au moment de se spécialiser, de choisir des cours optionnels après avoir suivi les cours d'introduction et de préparer son avenir professionnel, chaque étudiant est susceptible d'emprunter un chemin bien distinct. L'un mène au monde des tables de Boole et de Karnaugh, tandis que l'autre conduit à celui des formules de Maxwell et de Smith.
Pour beaucoup, à mesure qu'ils progressent professionnellement, ces deux domaines convergent. Alors que les bus série informatiques standard atteignent des vitesses de transmission de deux, cinq, voire plus de dix Gbit/s, on peut aisément affirmer qu'une convergence s'opère entre le monde numérique et celui des radiofréquences et des micro-ondes. Qu'est-ce que cela implique pour les ingénieurs en micro-ondes ? Bien qu'ils transmettent de simples zéros et uns, leur connaissance de domaines tels que les lignes de transmission, le traitement du bruit, les boucles à verrouillage de phase et la théorie des communications est essentielle à la conception de systèmes de communication numérique fonctionnels. Pour l'ingénieur numérique, la maîtrise de la logique numérique, du codage des données, de la détection et de la correction d'erreurs demeure cruciale. Désormais, au lieu d'être utilisées dans des applications de sécurité ou avec des données corrompues par des erreurs de supports de stockage, ces connaissances sont appliquées à des systèmes de communication où le canal de transmission, utilisé à haut débit, peut dégrader les signaux même lorsque la distance entre l'émetteur et le récepteur est inférieure à un mètre.
Quels facteurs permettent à un ingénieur en haute fréquence d'être mieux préparé au monde des communications numériques ? Et inversement, pourquoi un ingénieur numérique peut-il être plus performant lorsque ses données contiennent des signaux micro-ondes ? L'une des compétences qui permettent à ces deux types d'ingénieurs de mieux appréhender leurs domaines respectifs est leur capacité à raisonner à la fois dans le domaine temporel et fréquentiel. L'observation d'un flux binaire numérique sur un oscilloscope, combinée à une certaine intuition de son équivalent fréquentiel, peut fournir des informations précieuses sur l'intégrité (ou l'absence d'intégrité) de ce signal. Mesurer la réponse en fréquence ou la bande passante d'un canal de communication et anticiper l'évolution de la forme des bits (au fil du temps) permet de déterminer la viabilité de ce canal.
Un signal électrique peut être visualisé sous forme de courbe de tension au fil du temps. C'est ainsi que les signaux sont observés sur un oscilloscope. Le signal peut également être visualisé sous forme de puissance en fonction de la fréquence. C'est ainsi qu'un analyseur de spectre le représenterait. D'un point de vue mathématique, les signaux temporels et fréquentiels sont liés par la transformée de Fourier. La transformée de Fourier prend un signal/une fonction du domaine temporel et le transforme dans le domaine fréquentiel. Elle indique les fréquences présentes dans la forme d'onde dans le domaine temporel. Les ondes sinusoïdales et carrées en sont des exemples simples. Prenons une onde sinusoïdale de période 1 ns (Figure 1A). Quelles fréquences sont présentes dans ce signal ? C'est assez simple. Il n'y a qu'une seule fréquence présente, une seule tonalité à 1 GHz (Figure 1B). Qu'en est-il d'une onde carrée de période 1 ns ? On pourrait s'attendre à ce qu'elle contienne également un signal à 1 GHz. Cependant, il est évident que ce signal contient un spectre plus riche que l'onde sinusoïdale de même période. Outre la tonalité à 1 GHz, le signal contient également de l'énergie à 3 GHz, 5 GHz, 7 GHz, etc. (figures 1C et 1D). Il est composé d'une tonalité à la fréquence fondamentale (inverse de la période du signal) et de ses harmoniques impaires. Cependant, plus la fréquence des harmoniques augmente, plus leur amplitude diminue. La complexité des signaux temporels s'accroît également dans leur spectre fréquentiel. Par exemple, contrairement aux exemples précédents, un flux de données numériques à 2 Gbit/s possède un spectre suivant la fonction (sin x)/xy ; il ne présente aucun signal à 2 GHz ni à ses harmoniques (figures 1E et 1F). Il est à noter que l'onde carrée à 1 GHz est équivalente à un signal à 2 Gbit/s transmettant une séquence 1-0-1-0-1-0, et que les zéros spectraux de l'onde carrée et des communications numériques « réelles » sont identiques.
Figures 1A, B, C, D, E, F. Mesures dans le domaine temporel et dans le domaine fréquentiel d'une onde sinusoïdale de 1 GHz, d'une onde carrée de 1 GHz et d'un flux de données de 2 Gb/s.
Il est également possible de déterminer la réponse temporelle d'un signal lorsque ses composantes fréquentielles sont connues. Autrement dit, le spectre de fréquence d'un signal permet de déterminer sa forme d'onde en fonction du temps. Ceci est réalisé grâce à la transformée de Fourier inverse. Cela s'applique à tous les exemples de la figure 1. Si le spectre de fréquence est connu (au lieu de la forme d'onde temporelle), il est possible de déterminer cette dernière. Bien que la figure 1 ne le montre pas, l'information de phase est nécessaire pour une reconstruction précise.
Lorsqu'on observe des données numériques sur un oscilloscope, on s'attend généralement à ce qu'une série d'impulsions quasi rectangulaires représente les niveaux logiques « 1 » et l'absence d'impulsion, les niveaux logiques « 0 ». Le résultat peut être surprenant lors de l'observation d'un signal numérique à haute fréquence. Les niveaux logiques « 1 » ne sont pas aussi rectangulaires, et les niveaux logiques « 0 » peuvent même ne pas être des lignes plates à 0. Au contraire, les fronts du signal peuvent présenter des pentes distinctes qui consomment une grande partie de la durée de l'impulsion ou de la période d'un bit. Après une transition du niveau « 0 » au niveau « 1 », le signal peut présenter un dépassement et osciller avant de se stabiliser à un niveau final. Voir la figure 2.
La théorie de base des filtres permet d'expliquer certains facteurs à l'origine de ces formes d'onde de données non optimales. Lors de la conception d'un filtre, l'objectif principal est généralement de laisser passer une certaine plage de fréquences tout en en rejetant une autre. Compte tenu de l'explication précédente concernant la relation entre le contenu fréquentiel d'un signal et ses caractéristiques temporelles, il est clair que le passage d'une forme d'onde à travers un filtre en modifiera probablement la forme. Chaque fois que le spectre fréquentiel d'un signal est modifié, ses performances temporelles le sont également. Prenons l'exemple du spectre de l'onde carrée de 1 GHz illustré à la figure 1D. Que se passerait-il si ce signal était transmis à travers un filtre passe-bas acceptant les signaux inférieurs à 2 GHz et supprimant les fréquences supérieures à 2 GHz ? Le seul élément spectral restant serait la fréquence de 1 GHz. L'onde carrée devient une onde sinusoïdale. Que se passerait-il si le filtre acceptait les fréquences inférieures à 4 GHz et rejetait les fréquences supérieures à 4 GHz ? Le signal serait alors composé d'une fréquence de 1 GHz et d'une fréquence de 3 GHz. Le signal ne serait pas une onde sinusoïdale de 1 GHz, mais il ne serait pas non plus l'onde carrée originale de 1 GHz.
La figure 3 illustre l'effet du filtrage passe-bas sur le signal carré. On observe un ralentissement des temps de montée et de descente des fronts. Des pics et des creux apparaissent également en haut et en bas des impulsions. De fait, le signal ressemble fortement à une sinusoïde rapide (la fréquence de 3 GHz) superposée à une onde plus lente (la fréquence de 1 GHz). Le filtre fonctionne comme prévu.
Les exemples ci-dessus sont assez simples. Les filtres réels ne produiront pas ces résultats. Plusieurs aspects doivent être pris en compte :
1) Toutes les fréquences soumises au filtre subiront-elles le même délai de propagation ? Dans le cas contraire, quel sera l’impact sur la forme d’onde dans le domaine temporel ?
2) Tous les spectres du signal dans la bande passante subiront-ils le même niveau d’atténuation ? Certains filtres présentent une ondulation (atténuation variable) dans la bande passante, tandis que d’autres présentent une maximisation (une petite zone d’amplification) avant la coupure. Quel sera l’impact sur la forme d’onde dans le domaine temporel ?
3) Rappelons que si le spectre du signal est modifié, que ce soit par atténuation, amplification ou par modification de la relation de phase entre les éléments spectraux du signal, la forme d’onde sera modifiée. Une distorsion de la forme d’onde est-elle acceptable ?
Lors de la conception d'un filtre, il est important de déterminer si les caractéristiques temporelles ou fréquentielles sont prioritaires. Certains filtres offrent une excellente suppression de fréquence, mais au prix d'une distorsion du signal.
On considère qu'un système de communication numérique fonctionne correctement lorsque le récepteur interprète correctement les 1 comme des 1 et les 0 comme des 0. Les erreurs sont appelées erreurs binaires. La performance d'un système est généralement décrite par le taux d'erreur binaire (TEB), c'est-à-dire le nombre de bits mal reçus par rapport au nombre total de bits reçus. Les valeurs typiques sont de l'ordre d'une erreur par billion de bits transmis. Un faible TEB est généralement obtenu lorsqu'il existe un grand écart entre les niveaux logiques 1 et 0, et lorsque les décisions logiques sont prises loin dans le temps des transitions d'un 0 à un (et inversement). Le « point de décision » se situe généralement au milieu du bit (par rapport au temps), à mi-chemin entre les niveaux logiques 1 et 0. Si le signal s'écarte de la forme idéale et se rapproche du point de décision, la probabilité d'une mauvaise décision augmente. Par conséquent, lorsque la forme des bits s'écarte de la forme d'onde rectangulaire idéale, le taux d'erreur binaire (TEB) peut être affecté. Dans les réseaux de communication numérique à haut débit, la distorsion du signal est généralement due à l'altération de son spectre lors de sa propagation dans le système. Les concepts de filtrage que nous venons d'aborder peuvent être appliqués aux systèmes de communication numérique à haut débit.
L'une des sources de distorsion du signal les plus fréquentes est le canal de communication. Ce canal peut être n'importe quel support transportant le signal de l'émetteur au récepteur, comme une piste de cuivre sur un circuit imprimé, un câble métallique ou une fibre optique. La plupart des canaux présentent une caractéristique de filtre passe-bas. Divers mécanismes atténuent les signaux à très haute fréquence lors de leur propagation. Dans les pistes de circuits imprimés ou les câbles métalliques, cela est dû au fait que les matériaux diélectriques présentent des pertes plus importantes aux hautes fréquences qu'aux basses fréquences. Les signaux haute fréquence ont tendance à se propager le long des parois externes des conducteurs plutôt qu'à travers toute la section du câble. La conductivité effective est réduite et l'atténuation augmente. L'atténuation du spectre haute fréquence d'un signal numérique peut avoir un effet similaire à celui observé lorsqu'un signal carré traverse un filtre passe-bas : les fronts montants et descendants sont ralentis. Dans le cas d'une fibre optique, des pertes haute fréquence peuvent survenir lorsque la lumière transportant l'information numérique parcourt des trajets de longueurs variables, car plusieurs modes de propagation (trajets) peuvent coexister le long de la fibre. Par conséquent, l'information numérique, qui se propage sous forme d'impulsions lumineuses, arrive au récepteur dispersée temporellement. Ces impulsions lumineuses dispersées temporellement présentent des caractéristiques similaires à celles d'une impulsion électrique ayant traversé un filtre passe-bas. La vitesse est réduite aux extrémités et la forme des impulsions est modifiée. Or, la dégradation de la qualité des impulsions accroît la probabilité d'erreurs binaires.
La méthode la plus précise pour caractériser la capacité d'un canal électrique à transporter des signaux haute fréquence consiste à utiliser un analyseur de réseau. Cet instrument injecte un signal sinusoïdal dans le canal et mesure le signal sinusoïdal en sortie. Le rapport entre le signal de sortie et le signal d'entrée indique l'atténuation qui se produit dans le câble. En balayant le signal sinusoïdal sur une large bande de fréquences, on peut déterminer l'atténuation caractéristique du câble dans cette bande.
La figure 4 présente une mesure effectuée à l'aide d'un analyseur de réseau sur un trajet de signal le long d'une section de 25 cm d'une carte de circuit imprimé standard. On constate qu'aux basses fréquences, l'atténuation est quasi nulle. Cependant, l'atténuation augmente avec la fréquence du signal. Qu'est-ce que cela indique quant aux possibilités d'utilisation de ce canal dans un système de communication numérique à haut débit ? D'après la théorie des filtres, la réponse en fréquence du câble est comparable à celle d'un filtre passe-bas. Les basses fréquences le traversent presque intactes, tandis que les hautes fréquences sont atténuées. Les bits transmis seront altérés lors de leur passage dans le canal. Quelle sera cette altération ? Plusieurs approches peuvent être envisagées. La réponse en fréquence du câble peut être transformée mathématiquement dans le domaine temporel à l'aide de la transformée de Fourier. On obtient ainsi la réponse impulsionnelle du canal. Celle-ci permet de visualiser comment une impulsion très brève peut être dispersée dans le temps et réduite en amplitude. Le signal impulsionnel idéal a une durée nulle. Dans le domaine fréquentiel, cela implique une bande passante infinie. Lorsque l'impulsion idéale traverse le canal, les hautes fréquences sont éliminées. Là encore, dans le domaine temporel, lorsque le signal quitte le canal, l'atténuation des hautes fréquences se traduit par une dispersion d'impulsions. Les temps de montée et de descente s'allongent. Quel impact cela a-t-il sur la qualité des communications ? Rappelons que si l'écart entre les niveaux logiques 1 et 0 est faible, le récepteur situé à l'extrémité du canal risque davantage de commettre une erreur lors de la détermination du niveau binaire. Quel est l'effet de la dispersion d'impulsions au fil du temps ? Si la dispersion est importante, l'énergie d'un bit peut empiéter sur l'intervalle de temps alloué aux bits adjacents. Ce phénomène, appelé interférence intersymboles (ISI), constitue une autre source potentielle d'erreurs de réception.
À ce stade, il pourrait sembler judicieux de se passer d'analyseur de réseau et d'injecter directement un signal de communication numérique réel afin d'observer la qualité des bits à la sortie du canal à l'aide d'un oscilloscope rapide. Cette approche est assez courante. Cependant, il est d'usage de spécifier un système de communication en fonction de ses composants individuels, tels que l'émetteur, le canal et le récepteur. En effet, les composants d'un système de communication peuvent provenir de différents fournisseurs. Chaque composant doit donc être spécifié séparément. La mesure de la réponse en fréquence à l'aide d'un analyseur de réseau permet d'obtenir ces données de canal.
Une autre technique, apparentée, pour caractériser un canal consiste à injecter une impulsion échelon très rapide dans le canal et à observer l'impulsion en sortie à l'aide d'un oscilloscope à large bande passante. La comparaison entre la sortie et l'entrée indique comment le canal dégrade les bits numériques. Cette technique est connue sous le nom de transmission dans le domaine temporel (TDT). La figure 5 montre la réponse TDT du canal précédemment mesurée avec l'analyseur de réseau de la figure 4. Le signal d'entrée est représenté par la courbe bleue. L'échelon, après sa propagation à travers la carte de circuit imprimé, est représenté par la courbe rouge. (Le délai réel entre l'entrée et la sortie est réduit pour faciliter la comparaison des variations de vitesse de transition.) Il ne s'agit pas de la réponse impulsionnelle du canal, mais de sa réponse indicielle. Cependant, des résultats similaires peuvent être observés. Si le canal était idéal, l'échelon de sortie serait identique à l'échelon d'entrée, à un délai près dû à la longueur du trajet optique. Toutefois, comme pour la réponse impulsionnelle, l'atténuation des hautes fréquences du canal ralentit la vitesse de transition. Pourquoi ? Car le canal a atténué les composantes haute fréquence du signal nécessaires pour obtenir un front rapide.
La réponse du TNT peut être transformée dans le domaine fréquentiel pour afficher la réponse en fréquence du canal. Cette fonctionnalité peut être intégrée à l'instrument afin qu'il fournisse des résultats similaires à ceux obtenus avec un analyseur de réseau. Par conséquent, l'analyseur de réseau et l'oscilloscope TNT peuvent tous deux fournir des résultats dans les domaines temporel et fréquentiel, grâce à des mesures « natives » et à des résultats transformés.
L'ingénieur en micro-ondes sait que si l'énergie se propage le long d'une ligne ou d'un canal de transmission, il est très difficile pour le récepteur d'absorber la totalité du signal. Si l'énergie n'est pas absorbée, elle doit être dissipée. Dans la plupart des cas, le signal résiduel est réfléchi le long de la ligne de transmission. Ceci pose deux problèmes. Avec un signal disponible réduit pour le circuit de décision du récepteur, ce dernier est plus susceptible de commettre des erreurs et de dégrader le taux d'erreur binaire (TEB). Le second problème est que l'énergie réfléchie peut retourner à l'émetteur et, si celui-ci ne peut pas absorber le signal réfléchi (sa conception peut ne pas le permettre), le signal peut être renvoyé au récepteur. Dans ce cas, le récepteur perçoit deux signaux, souvent contradictoires. Le signal principal peut être dégradé s'il s'agit d'un niveau logique zéro auquel un niveau logique un « fantôme » est ajouté. De même, un niveau logique un auquel un niveau logique zéro « fantôme » est ajouté sera dégradé par rapport au signal idéal. Dans les deux cas, la séparation entre les 0 et les 1 sera réduite et la probabilité d'erreur au niveau du récepteur augmentera.
Ceci nous amène à une autre technique de mesure issue du monde des micro-ondes, dont l'importance ne cesse de croître dans les communications numériques. Il est crucial de pouvoir déterminer le trajet d'un signal de l'émetteur au récepteur à travers le canal et de repérer toute réflexion éventuelle. Une réflexion se produit à chaque variation d'impédance du trajet du signal. Si une ligne de transmission présente une impédance caractéristique de 50 Ω et le récepteur une impédance de 60 Ω, environ 9 % de la tension atteignant le récepteur sera réfléchie. Des réflexions peuvent également se produire le long du canal. Les variations de largeur du canal, dues à des trous et des connexions, à des variations diélectriques ou à tout autre facteur susceptible de modifier l'impédance, entraînent une réflexion du signal.
L'ingénieur en micro-ondes a de nouveau utilisé un analyseur de réseau pour caractériser les performances de réflexion. Pour effectuer cette mesure, un signal est injecté dans le dispositif testé, tel qu'un câble ou un circuit intégré, et un coupleur directionnel est utilisé pour extraire et observer les signaux se propageant en sens inverse. L'amplitude du signal réfléchi est comparée à celle du signal injecté. Le résultat est appelé « affaiblissement de réflexion », et en balayant le signal injecté sur une gamme de fréquences, l'affaiblissement de réflexion peut être déterminé en fonction de la fréquence. Généralement, plus la fréquence augmente, plus il devient difficile de contrôler l'impédance et plus les réflexions augmentent.
Une mesure similaire existe dans le domaine temporel. Elle est réalisée à l'aide d'un oscilloscope à large bande et est appelée réflectomètre temporel (TDR). Cet instrument est essentiellement identique au TDT décrit précédemment. Cependant, au lieu de mesurer l'impulsion du signal d'entrée entrant dans l'appareil et sortant à l'extrémité opposée, les signaux réfléchis sont mesurés au même port que le signal d'entrée. Alors que l'analyseur de réseau affiche les réflexions en fonction de la fréquence, le TDR les affiche en fonction du temps. Si la vitesse de propagation est connue, le TDR fonctionne de manière similaire à un radar. En connaissant le moment où les réflexions (échos) reviennent à l'oscilloscope, la position de la réflexion peut être déterminée avec précision. L'amplitude de toute réflexion est directement proportionnelle à l'impédance. Par conséquent, le TDR peut afficher l'impédance en fonction de la position. La figure 6 montre l'écran d'un TDR d'une ligne de transmission de 50 Ω où l'impédance chute à 33 Ω, remonte à 55 Ω, retombe à 33 Ω et remonte à 55 Ω.
Il est intéressant de comparer la mesure de perte de retour de l'analyseur de réseau avec la mesure d'impédance du réflectomètre temporel (TDR), notamment en présence de réflexions multiples. Le profil d'impédance du TDR révèle chaque variation d'impédance. Une forte pente ascendante indique une augmentation d'impédance, tandis qu'une pente descendante indique une diminution. Quel est l'aspect du même dispositif mesuré avec l'analyseur de réseau ? Il est important de noter que la mesure représente la réflexion en fonction de la fréquence. Elle ne fournit aucune indication directe sur l'emplacement des réflexions ni sur leur nombre. Quel que soit le nombre de réflexions, l'énergie totale réfléchie est affichée en fonction de la fréquence. Un phénomène intéressant peut se produire en présence de deux discontinuités d'impédance ou plus, plus importantes que toutes les autres. Dans ce cas, deux signaux reviennent à l'instrument. Le signal issu de la réflexion la plus éloignée ayant parcouru une plus grande distance, un déphasage apparaît entre les deux signaux réfléchis. Les deux signaux réfléchis se combinent en phase, en opposition de phase (de 180°) ou avec un déphasage compris entre ±180°. La relation de phase dépend de la distance entre les points de réflexion, de la vitesse de propagation et de la fréquence du signal. Le balayage de fréquence du signal de test étant généralement effectué sur une large plage, par exemple de 50 MHz à 20 GHz, les deux signaux réfléchis sont susceptibles de se déphaser ou de se synchroniser avec l'augmentation de la fréquence. Lorsque les deux signaux réfléchis sont totalement en opposition de phase, le signal total est faible (nul s'ils sont de même amplitude). S'ils sont en phase, le signal total est maximal. L'affaiblissement de retour résultant varie alors de sa valeur maximale à sa valeur minimale en fonction de la fréquence. Voir la figure 7. Bien que le signal fréquentiel affiché par l'analyseur de réseau ne puisse pas indiquer directement la présence de réflexions multiples, la présence de maxima et de minima systématiques dans le domaine fréquentiel est un indicateur courant de la présence d'au moins deux réflexions prédominantes dans la réponse globale.
Figure 7. Écran d'un analyseur de réseau montrant une ligne de transmission avec plusieurs endroits où se produisent des réflexions.
L'axe vertical de l'analyseur de réseau est gradué en décibels. Dans le pire des cas, la puissance du signal réfléchi est inférieure de 5 dB à celle du signal transmis, soit environ 32 % de cette dernière. La tension réfléchie, en revanche, est supérieure de plus de 50 % à celle du signal transmis d'origine. Ce phénomène se produit lorsque les signaux issus des deux points de réflexion se combinent en phase. Le maintien de l'impédance est essentiel pour obtenir des communications numériques à faible taux d'erreur binaire (TEB). Lorsque les deux réflexions se combinent en opposition de phase, la puissance totale du signal réfléchi est inférieure de seulement 30 dB (0,1 %) à celle du signal transmis d'origine. La tension réfléchie représente alors 3 % de la tension d'origine. La transformée de Fourier permet à l'analyseur de réseau d'afficher la réponse temporelle de manière similaire à celle du réflectomètre temporel (TDR), et inversement, le TDR peut afficher la réponse fréquentielle de manière similaire à celle de l'analyseur de réseau.
Le phénomène où les fronts d'un flux binaire ne se produisent pas au moment prévu, mais sont en avance ou en retard, est appelé « gigue ». Avec l'augmentation des débits de transmission de données, l'un des principaux problèmes consiste à s'assurer que le récepteur ne prenne pas de décision logique pendant que le signal entrant est en train de changer d'état. Si une décision est prise à proximité d'un front de signal, le taux d'erreur binaire (TEB) risque d'augmenter. La gigue est donc une source de dégradation du TEB. Quelles sont les causes de la gigue ? Elles sont dues à plusieurs mécanismes, pour lesquels des connaissances en ingénierie micro-ondes peuvent être utiles. Le débit auquel l'émetteur envoie des bits est généralement déterminé par une horloge de référence. Si cette horloge ne fonctionne pas à une fréquence précise, les données transmises seront envoyées à un débit variable. Alors que l'ingénieur numérique appelle ce phénomène « gigue », l'ingénieur micro-ondes peut l'appeler « modulation de phase » ou « modulation de fréquence », et dans ce cas, il s'agit d'une modulation indésirable. Instinctivement, l'ingénieur micro-ondes examinera l'horloge dans le domaine fréquentiel. Nous avons précédemment indiqué que si l'horloge émettait une onde sinusoïdale idéale, on observerait une seule tonalité dans le domaine fréquentiel. Si l'horloge émettait une onde carrée, la tonalité fondamentale et son harmonique impair seraient présentes. Que se passerait-il si l'horloge émettait une onde sinusoïdale dont la fréquence varie légèrement ? C'est en réalité assez courant. Aucun oscillateur n'est capable de produire une tonalité pure. Il y aura toujours un certain niveau de bruit dans l'électronique interne, et ce bruit provoquera une fluctuation aléatoire de la fréquence de l'oscillateur. Cette fluctuation aléatoire est observée comme une dispersion du spectre, centrée sur la fréquence attendue. L'ingénieur en micro-ondes appellera cela du « bruit de phase ». La vitesse à laquelle la phase (fréquence) varie intègre une composante aléatoire.
L'ingénieur numérique, habitué à visualiser les signaux sur un oscilloscope, observera des fronts de signaux décalés aléatoirement dans le temps. Au lieu de parler de « bruit de phase », il emploiera le terme « gigue aléatoire ». Ces deux expressions décrivent le même phénomène, l'une du point de vue temporel et l'autre du point de vue fréquentiel. La gigue peut également être systématique. Le phénomène d'interférence intersymboles (ISI) évoqué précédemment est aussi un mécanisme de gigue. Rappelons que l'ISI disperse les impulsions. Si les fronts d'impulsion sont décalés temporellement par rapport à leur position idéale, provoquant ainsi une pénétration d'énergie dans les bits adjacents, on parle alors de gigue. La gigue peut aussi être périodique. Par exemple, si l'horloge de l'émetteur est alimentée par une source d'alimentation à découpage mal régulée, la vitesse de commutation peut moduler la fréquence. Dans le domaine temporel, on parle de « gigue périodique », tandis que dans le domaine fréquentiel, on parle de « modulation de fréquence ». Ce phénomène est difficile à observer directement dans le domaine temporel, car son effet se propage probablement sur des milliers, voire des millions de bits. En revanche, dans le domaine fréquentiel, cet effet est facilement observable. Lorsqu'un signal a subi une modulation de fréquence, il est facile d'observer des tonalités ou des bandes latérales au-dessus et en dessous de la fréquence de la tonalité d'horloge, avec un décalage causé par la fréquence du signal de commutation (modulation).
L'analyse des signaux à haut débit dans les domaines temporel et fréquentiel offre des perspectives précieuses sur les causes des performances, bonnes ou mauvaises. Chaque perspective présente ses avantages et ses inconvénients. Avec l'augmentation des débits de transmission de données, tous les ingénieurs travaillant sur des systèmes de communication numérique à haut débit ont intérêt à maîtriser ces deux domaines.
Par Greg LeCheminant, Agilent Technologies, Inc.
