Die OOK-Modulation (On/Off-Keying) ermöglicht die Signaldetektion mit einer Fotodiode, die die optische Leistung in einen elektrischen Strom (I_Photo) umwandelt. Der von der Fotodiode erzeugte Fotostrom I_Photo ist direkt proportional zum Produkt des optischen Signals S und seiner komplex Konjugierten S*. In der Gleichung in Abbildung 1 ist ersichtlich, dass das Ergebnis lediglich die Amplitude A_S enthält. I_Photo liefert keine Informationen über die Kreisfrequenz ω_s oder die Phase Φ_s. Daher lässt sich keine direkte und eindeutige Korrespondenz zwischen dem QPSK-Modulationssignal im Zeitbereich (rechts) und dem IQ-Diagramm (links) herstellen. Es kann lediglich festgestellt werden, dass die untere Kurve, die durch den Nullpunkt verläuft, die diagonalen Übergänge zwischen den vier Punkten der Konstellation darstellt und die mittlere Kurve die Übergänge außerhalb dieser Diagonalen. Das flache Signal, das durch den Punkt 1 verläuft, repräsentiert die Fälle, in denen sich die Phase nicht ändert, d. h., in denen ein Symbol vom gleichen Symbol gefolgt wird.

 
Um Symbolübergänge eindeutig zu identifizieren, müssen wir nach ausgefeilteren Methoden suchen, die es uns ermöglichen, das vollständige elektrische Feld einschließlich der Phaseninformation zu erfassen.

Erschwerend kommt hinzu, dass aktuelle optische Kommunikationssysteme mit Wellenlängen im nahen Infrarotbereich arbeiten, beispielsweise bei 1550 nm, was einer Frequenz von etwa 200 THz entspricht. Daher sind Änderungen des elektrischen Feldes in Zeit und Raum um mehrere Größenordnungen zu schnell, um von den verfügbaren elektronischen Geräten, die im MHz- bis GHz-Bereich arbeiten, verarbeitet zu werden.

Ein Lokaloszillator kann uns helfen.
Der Schlüssel zur Lösung beider Probleme liegt darin, nicht nur die absolute Phase, sondern auch die Phase relativ zu einem bekannten Referenzsignal zu messen. Abbildung 2 zeigt den grundlegenden Detektionsaufbau: Der ideal monochromatische Laser, der das Referenzsignal R erzeugt, wird üblicherweise als „Lokaloszillator“ bezeichnet.
Das interessierende Signal S und das Referenzsignal R werden in einem optischen Kombinator überlagert und von der Fotodiode detektiert. Folglich ist I_Photo proportional zum Produkt der Summe beider Signale (R+S) und ihrer komplex Konjugierten (R+S)*. Die Gleichung in Abbildung 2 zeigt, dass das Ergebnis die Phasendifferenz ΔΦ = Φ_S - Φ_R und die Frequenzdifferenz Δω = ω_S - ω_R enthält. Aus ΔΦ lässt sich die zeitliche Entwicklung von Φ_S ableiten.
Eine Referenzfrequenz ω_R nahe ω_S wird so gewählt, dass Δω klein genug ist, um elektronisch verarbeitet zu werden.
 
Dieser phasenabhängige Wert wird als „Heterodynwert“ bezeichnet, da er sich aus der Kombination der beiden Signale ergibt.
Es gibt auch einen Wert, der das Quadrat der Amplitude enthält. Dieser ist jedoch irrelevant, solange nur die Phase moduliert wird und die Amplitude konstant bleibt, wie beispielsweise bei der QPSK-Modulation.
Unten in Abbildung 2 ist der bereits erwähnte Fall ohne Referenzsignal dargestellt, bei dem nur der Wert AS2 angezeigt wird.
Wird ein im Vergleich zum Signal selbst großes Referenzsignal hinzugefügt, verschiebt sich der Heterodynwert AR2 nach oben. Es wäre wünschenswert, den Heterodynwert ohne diese Verschiebung zu ermitteln.

Unterdrückung phasenunabhängiger Werte mit einem symmetrischen Empfänger.
Wie in Abbildung 3 dargestellt, lassen sich die verbleibenden phasenunabhängigen Werte mit einem symmetrischen Empfänger unterdrücken. Dabei werden das zu detektierende Signal S und das Referenzsignal R in einem Zweig eines 2x2-Optikkopplers (z. B. Glasfaser- oder Freiraumkoppler) addiert und im zweiten Zweig subtrahiert. Jedes der resultierenden Signale wird von einer Fotodiode erfasst. Anschließend wird die Differenz der beiden Fotoströme verwendet. In der ebenfalls in Abbildung 3 dargestellten Gleichung ist ersichtlich, dass die übrigen Werte eliminiert wurden und nur der Überlagerungswert übrig bleibt. Die
 
symmetrische Detektion bietet zudem einen weiteren Vorteil: Der resultierende Fotostrom verdoppelt sich.

Anwendung des Konzepts auf die IQ-Ebene: der IQ-Demodulator.
Um sowohl Amplitude als auch Phase zu erfassen, muss ein kohärenter Empfänger die In-Phase- (I) und Quadratur- (Q) Komponenten als zwei separate Ausgangssignale ausgeben. Dies erfordert einen zweiten symmetrischen Detektor. Ein einzelner Lokaloszillator liefert das Referenzsignal für beide Detektoren, jedoch muss die Phase um π/2 verschoben werden, um die Q-Komponente zu erhalten. Abbildung 4 zeigt den kompletten Aufbau, den sogenannten „IQ-Demodulator“, für ein QPSK-moduliertes Signal.
 
Diese Konfiguration funktioniert nur für kohärente Signale, die nicht polarisationsmultiplexiert sind. Außerdem wird das Signal nur mit der Lokaloszillatorkomponente kombiniert, die denselben Polarisationszustand wie der Detektor aufweist.

Erweiterung des Konzepts auf Dualpolarisation:
Im Fall der Dualpolarisation muss das Demodulatorkonzept weiterentwickelt werden. Das Grundprinzip bleibt gleich: Nach einem Polarisationssplitter befinden sich nun zwei IQ-Demodulatoren, einer für die xy-Polarisation und einer für die y-Polarisation. Ein einzelner Lokaloszillator liefert Referenzsignale für alle Zweige.
Das Blockdiagramm ist in Abbildung 5 dargestellt. Wie ersichtlich, gibt es vier Ausgangssignale zur Auflösung der I- und Q-Koordinaten, jeweils eines für jede Polarisationsrichtung. In den Gleichungen geben die oberen Indizes h und v den horizontalen bzw. vertikalen Polarisationszustand des Signals relativ zum Polarisationsbezugssystem des Empfängers an. Diese Architektur mit mehreren Polarisationen gewährleistet zudem, dass das gesamte Signal unabhängig vom Polarisationszustand am Eingang mit dem Lokaloszillator kombiniert wird. Daher ist ihre Anwendung auch dann üblich, wenn das Signal keine Dualpolarisation aufweist.

Bisher haben wir Empfänger mit einem Lokaloszillator betrachtet, dessen Frequenz ωR von der Frequenz des Signals ωS abweicht. Diese Empfänger werden als „Heterodynempfänger“ bezeichnet.
Bei Homodynempfängern hat der Lokaloszillator die gleiche Frequenz wie das Trägersignal. Sie bieten den Vorteil, dass die oben genannten Werte nicht mehr von der Frequenz abhängen.
 

Abbildung 6 veranschaulicht die benötigte elektrische Bandbreite für Homodyn- und Heterodynempfänger. Bei der Homodyn-Detektion, bei der der Lokaloszillator mit der gleichen Frequenz wie das Signal arbeitet, wird die halbe optische Bandbreite des Signals benötigt. Im Fall eines Heterodynempfängers steigt der Bedarf an elektrischer Bandbreite mit zunehmender Frequenzabweichung zwischen Lokaloszillator und Signal.

Verwendung einer verzögerten Signalkopie als Referenz: Verzögerungsleitungsinterferometer.
Nach den bisherigen Erkenntnissen scheint die Verwendung eines Lokaloszillators unerlässlich, um Phaseninformationen zu erfassen. Was geschieht, wenn wir das Signal mit einer Kopie von sich selbst überlagern? Dadurch erhalten wir ebenfalls ein Referenzsignal, bei dem ω_R = ω_S gilt.
Man könnte meinen, dieser Ansatz sei wenig vielversprechend, da unklar ist, ob er zusätzliche Informationen über die Phase liefert. Dieser Selbsthomodyn-Ansatz ist jedoch nützlich, da wir die Phasenverschiebung über die Zeit erfassen möchten. Teilen wir das Signal also in zwei Teile und überlagern es mit der verzögerten Kopie als Referenzsignal, erhalten wir Informationen über die Phasenverschiebungen.
Der Vorteil dieser Messmethode liegt darin, dass sie nicht durch Ungenauigkeiten aufgrund langsamer Frequenzschwankungen (verglichen mit der Symbolrate) eines externen Lokaloszillators oder des Trägerlasers beeinträchtigt wird.
Diese Art von Empfängerkonfiguration wird als „Verzögerungsleitungsinterferometer“ bezeichnet. Abbildung 7 zeigt ein Verzögerungsleitungsinterferometer mit dem Signal S(t) und dem um T verzögerten Signal S(t+T).

Diese Gleichung zeigt, dass das Ergebnis von der Phasendifferenz zwischen dem Originalsignal und seiner verzögerten Kopie abhängt. Aufgrund der Periodizität dieser Funktion lassen sich nur Phasendifferenzen zwischen 0 und π eindeutig bestimmen, und zwar nur für Verzögerungen T, die annähernd ein ganzzahliges Vielfaches der Trägerperiode (2π/ωS) sind. Dies ist für die BPSK-Modulation ausreichend. Für die Phasenerfassung in QPSK und Modulationsverfahren mit höherer Amplitude muss jedoch ein weiteres Phasenverzögerungsleitungsinterferometer hinzugefügt werden, das um π/2 gegenüber dem ersten versetzt ist, um den gesamten Phasenbereich von 0 bis 2π abzudecken.
Abbildung 8 zeigt die Konfiguration mit einem zusätzlichen Phasenverzögerungsleitungsinterferometer zum Empfang der beiden unabhängigen Komponenten I und Q. Q1-Q2 wird ebenfalls gemessen, während I1-I2 unverändert bleibt.
 
Wie Heterodynempfänger kann auch das Verzögerungsleitungsinterferometer für polarisationssensitive Messungen erweitert werden.
Mit einem Verzögerungsleitungsinterferometer benötigen wir keinen externen Lokaloszillator und müssen uns daher keine Gedanken über das vom Oszillator verursachte Phasenrauschen machen. Außerdem ist weniger Signalverarbeitung erforderlich. Dieser Ansatz hat jedoch Nachteile, die uns zur Wahl eines Heterodynempfängers veranlassen können.
Erstens müssen Verzögerung und Abtastperiode deutlich kleiner als die Symbolperiode sein, um Phasenänderungen über die Zeit mit einem Verzögerungsleitungsinterferometer ohne Datenerfassung/Taktung (CDR) zu messen. Heutzutage haben die Symbolraten ein Niveau erreicht, das diese Bedingung extrem schwer zu erfüllen macht. Zusätzlich ist die Messempfindlichkeit bei Signalen mit geringer Leistung reduziert, da das Referenzsignal ebenfalls eine geringe Leistung aufweist und durch im Übertragungsweg akkumuliertes Rauschen beeinflusst wird. Bei Implementierungen mit Abtastverfahren verlängert sich die Messzeit, und ein Trigger ist erforderlich. Zusammenfassend lässt sich sagen, dass Homodynempfänger nicht sehr flexibel sind.
Bisher haben wir uns ausschließlich auf Detektionsverfahren im Zeitbereich konzentriert. Wir können jedoch auch das Frequenzspektrum detektieren und daraus Rückschlüsse ziehen, indem wir die Fouriertransformation auf das Zeitsignal anwenden.

Frequenzbereichsdetektion:
Um ein komplex moduliertes optisches Signal aus seinem Spektrum zu erfassen, muss das komplexe Spektrum gemessen werden, d. h. das Spektrum, das sowohl Amplituden- als auch Phaseninformationen enthält.
Dies kann mit einem Spektrumanalysator erreicht werden, der die verschiedenen optischen Frequenzkomponenten mithilfe eines dispersiven Elements trennt. Alle Frequenzbänder können gleichzeitig mit mehreren Detektoren oder sequenziell mit einem schmalbandigen optischen Scanfilter und einem einzelnen Detektor erfasst werden.
Zur Erfassung von Phase und Amplitude wird wiederum ein Lokaloszillator als Referenzsignal verwendet. Um beide Komponenten zu erfassen, wird eine Quelle benötigt, die zwei optische Frequenzen emittiert.
Abbildung 9 zeigt den vollständigen Aufbau zur Messung des polarisationsaufgelösten komplexen Spektrums.
 
Der größte Vorteil der Frequenzbereichsdetektion ist ihre praktisch unbegrenzte Bandbreite, die eine unbegrenzte Zeitauflösung ermöglicht. Die Bandbreite hängt vom Durchstimmbereich des Lokaloszillators ab, um mit den heutigen einstellbaren externen Resonatorlasern Bandbreiten im THz-Bereich zu erreichen. Ein weiterer großer Vorteil ist, dass kein Hochgeschwindigkeitsempfänger benötigt wird.
Andererseits weist die Frequenzbereichsdetektion auch erhebliche Nachteile auf.
Beispielsweise ist diese Methode nur auf periodische Signale anwendbar, da diese die notwendigen diskreten Spektralspitzen erzeugen. Zudem benötigt sie einen Symbol- oder Mustertakt. Die Genauigkeit des erfassten Zeitsignals hängt direkt von der spektralen Auflösung ab, welche die Anzahl der auflösbaren Seitenbänder bestimmt. Die heute erreichbare spektrale Auflösung begrenzt die Musterlänge auf wenige Dutzend Symbole.
Diese Faktoren, zusammen mit der Tatsache, dass diese Methode keine Echtzeitergebnisse liefert, machen die Frequenzdetektion für Netzwerkempfänger ungeeignet. Tatsächlich müssten wir neben einem relativ komplexen Messaufbau und einer aufwendigen Signalverarbeitung auch erheblich Zeit für Messungen aufwenden.
Schließlich werden bei der Frequenzdetektion alle nicht-periodischen Effekte gemittelt. Dasselbe gilt für die Polarisationsmodendispersion (PMD), die daher nicht kompensiert werden kann.

Vorteile:
Autohomodyn-Konfigurationen benötigen wenig Signalverarbeitung und sind am wenigsten anfällig für Phasenrauschen. Allerdings sind sie wenig flexibel, da sie nur nahe der Design-Symbolrate arbeiten und weniger empfindlich als Heterodyn-Implementierungen sind.
Zeitbereichs-Detektionsverfahren mit Heterodynen bieten die größte Flexibilität. Im Gegensatz zur Frequenzbereichs-Detektion ermöglichen sie die Echtzeit-Detektion und eignen sich daher für aktive Signale in Datennetzen. Die Äquivalentzeit-Abtastung funktioniert nur mit sich wiederholenden Signalen begrenzter Länge, beispielsweise in Test- und Messsituationen.
Mit Echtzeit-Abtastung lässt sich das gesamte Signal in allen Domänen ohne Einschränkungen hinsichtlich des Modulationsformats rekonstruieren. Auch die Begrenzung der Signallänge entfällt bei der Zeitbereichs-Detektion mit Heterodynen. Polarisationsmodendispersion (PMD) und chromatische Dispersion (CD) können während der Signalverarbeitung kompensiert werden. In diesem Fall ist die Signalverarbeitung der einzige limitierende Faktor für die Leistungsfähigkeit.
Gleichzeitig müssen wir uns darüber im Klaren sein, dass dieser Ansatz Hochgeschwindigkeits-Vierkanalgeräte erfordert, wie zum Beispiel einen leistungsstarken Echtzeit-Digitalisierer mit sehr geringem Jitter und Rauschen sowie einer hohen effektiven Bitanzahl (ENOB) über den gesamten Frequenzbereich.

Dies behandelt die Grundlagen des Empfängeraufbaus. Im nächsten Teil dieser Reihe werden wir die Details eines Echtzeit-Abtastsystems im Zeitbereich untersuchen.

Referenzen
1 Blockdiagramm entnommen aus „OIF Implementation Agreement for Integrated Dual Polarization Intradyne Coherent Receivers“

Die übrigen Abbildungen in diesem Artikel sind Beiträge von Oliver Funke, Bernd Nebendahl und Bogdan Szafraniec.

Autorin: Stephanie Michel, Keysight Technologies

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