Pour doubler la bande passante de Nyquist d'un récepteur CAN, on utilise souvent une méthode d'entrelacement temporel classique. Cependant, d'autres architectures offrent des avantages supplémentaires. Dans cette série en trois parties, nous décrivons les options pour un premier échantillonnage direct de Nyquist sur une bande passante de 2 GHz à 18 GHz à l'aide de CAN disponibles dans le commerce. La première partie présente les défis et les approches possibles. La deuxième partie décrit en détail l'échantillonnage direct en quadrature, ainsi que les résultats de mesures. La troisième partie compare les résultats de l'échantillonnage en quadrature avec ceux de l'entrelacement temporel, permettant ainsi aux utilisateurs de choisir l'option optimale en fonction des objectifs de leur système.


Partie 1 : Applications, principes de base de l'entrelacement et options de l'AD9084

Problème de repliement de spectre
 : La figure 1a représente un spectre analogique avec un signal jaune utile dans la zone de Nyquist 1 (0 - fS/2) et un signal bleu de blocage dans la zone de Nyquist 2 (fS/2 - fS). D'après le théorème d'échantillonnage, les signaux analogiques échantillonnés numériquement apparaissent aux multiples entiers de fS. Comme illustré sur la figure 1b, le signal de blocage à bande étroite et le signal utile sont tous deux copiés aux multiples entiers positifs et négatifs de fS. Le défi architectural pour le CAN consiste à trouver comment l'ingénieur système peut atténuer ce problème connu en utilisant des méthodes d'échantillonnage alternatives.

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Figure 1. Vue spectrale : (a) Spectre du domaine analogique montrant deux signaux espacés en fréquence ; (b) spectre échantillonné d’un CAN 40 GSPS ; dans ce cas, les deux signaux du domaine analogique peuvent être résolus en une seule bande de Nyquist ; (c) spectre échantillonné de CAN entrelacés, chacun à 20 GSPS. Notez que les spectres d’amplitude se chevauchent, empêchant la résolution des deux signaux. Cet article montre que l’information de phase entre les tranches entrelacées est différente et permet de multiples options d’entrelacement des CAN, y compris l’entrelacement en quadrature et l’entrelacement temporel.
Le théorème de Nyquist stipule que des effets de repliement de spectre indésirables se produisent lorsque la bande passante du signal est supérieure à fS/2. Dans les systèmes échantillonnés, le spectre unique ne sera visible que de 0 à fS/2. Les signaux de Nyquist d’ordre supérieur se replieront dans la région de Nyquist (0 à fS/2), comme illustré sur la figure 1c, sous la forme d’images indésirables. Les signaux d'image générés à partir de fréquences supérieures à fS/2 bloqueront les signaux souhaités, réduisant ainsi la plage dynamique sans coupure (SFDR) et rendant parfois un signal irrécupérable.

Dans les systèmes de guerre électronique (EW) et de renseignement d'origine électromagnétique (COMINT) traditionnels, lorsque des parasites sont présents dans les régions de Nyquist d'ordre supérieur, des filtres anti-repliement (AA) sont utilisés. Lors du premier échantillonnage de Nyquist, des filtres passe-bas sont employés pour rejeter les parasites au-delà de fS/2 et empêcher le réencodage de leurs images dans cette même région. Ces systèmes fonctionnent correctement si le signal utile se situe toujours dans la région de Nyquist d'ordre supérieur. Cependant, cela dépend directement de la fréquence d'échantillonnage.

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Cette configuration est inefficace lorsque le signal parasite est légèrement supérieur à la moitié de la fréquence d'échantillonnage (fS/2) et le signal cible légèrement inférieur à fS/2. Sur la figure 2, le signal parasite est trop proche pour appliquer un filtre anti-paramètres (AA) sans risquer une perte de bande passante. Il est recommandé d'utiliser une bande de garde de 20 % autour de fS/2.
Une alternative courante à l'échantillonnage au premier ordre de Nyquist est le sous-échantillonnage, qui place la bande passante du signal utile dans une région de Nyquist supérieure. Dans ce cas, le signal utile se situe dans une bande d'ordre supérieur à fS/2. Le filtre AA se comporte alors comme un filtre passe-bande (BPF) entourant le signal utile dans cette bande d'ordre supérieur. Ce BPF rejette les fréquences hors bande, qui peuvent correspondre à un signal de blocage ou à du bruit hors bande.

Entrelacement
 : Déchargement à pleine fréquence.
L’entrelacement temporel traditionnel de deux CAN ou plus avec temporisateurs présente des avantages et des inconvénients. Lorsque deux cœurs sont utilisés pour échantillonner simultanément un signal à une fréquence d’échantillonnage de fs, la fréquence d’échantillonnage résultante est simplement de 2 × fs. Pour que l’entrelacement fonctionne correctement, les CAN doivent avoir une relation de phase d’horloge fixe. Cette relation de phase est définie par l’équation 1, où n représente le CAN spécifique et m le nombre total de CAN.


équation-653349-eq-01Pour un rapport d'entrelacement double CAN, les horloges d'échantillonnage de chaque canal doivent être déphasées de 180° ou échantillonnées alternativement sur les fronts montants et descendants d'une horloge avec un rapport cyclique idéal de 50 %. Ces spécifications de synchronisation peuvent être difficiles à respecter avec des solutions de synchronisation externes sans introduire de nouveaux dispositifs d'entrelacement. De plus, le diviseur RF d'entrée doit présenter des caractéristiques idéales d'adaptation d'amplitude et de phase ; sinon, une puissance parasite indésirable peut être introduite à la fréquence d'échantillonnage de coupure fS/2.
Selon l'utilisation du traitement numérique en aval, un flux binaire à pleine vitesse peut ne pas être souhaitable, sauf si la bande passante de Nyquist entrelacée complète fS/2 peut être utilisée pour les signaux d'intérêt. Certaines architectures d'entrelacement peuvent limiter la plage dynamique à 8 bits d'un convertisseur haute résolution.
Dans ce cas, aucune correction numérique en aval n'est effectuée pour les petites variations des canaux CAN, telles que le décalage, le gain et le déphasage. Par conséquent, ces désadaptations apparaissent comme des artefacts d'entrelacement dans le spectre de fréquences de Nyquist. Ils réduiraient la plage dynamique utile du canal de conversion entrelacé en générant des images indésirables. Avec l'Analog Devices AD9084 Apollo MxFE™, deux options tirent pleinement parti du déchargement de fréquence. La figure 3 illustre une paire de CAN entrelacés 12 bits, tandis que la figure 4 en présente deux paires. Pour obtenir les sorties à deux canaux, la résolution est réduite à 8 bits par échantillon.

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Présentation de l'échantillonnage direct en quadrature :
L'échantillonnage direct en quadrature est une forme alternative d'entrelacement. La méthode d'entrelacement ping-pong, plus courante, consiste à synchroniser séquentiellement deux CAN voisins. Ceci est généralement réalisé en doublant la fréquence d'horloge ou en échantillonnant sur les fronts montants et descendants de l'horloge d'entrée. L'entrelacement en quadrature ne modifie pas la phase de l'horloge, mais synchronise simultanément deux CAN avec une horloge en phase commune. Un déphasage de 90° de l'entrée RF fournit les informations nécessaires pour résoudre plusieurs zones de Nyquist et doubler la fréquence d'échantillonnage effective. L'avantage est que le traitement post-CAN n'a pas besoin de doubler la fréquence d'échantillonnage.
En pratique, le déphasage de 90° est obtenu avec un coupleur hybride, souvent appelé séparateur hybride. Il existe actuellement des coupleurs hybrides large bande couvrant une large bande passante de 2 GHz à 18 GHz. Cependant, un problème bien connu de l'échantillonnage en quadrature est que tout déséquilibre de phase ou d'amplitude dans le rapport signal/bruit (I/Q) crée une énergie perçue indésirable à la fréquence image. L'effet de ce déséquilibre est asymétrique, car les différences entre les deux signaux sont amplifiées par l'importance du déséquilibre. Ceci crée un entrelacement parasite de l'image primaire à fS ± fIN en raison du déséquilibre de gain et de phase entre les signaux I et Q.
Historiquement, les coupleurs hybrides commerciaux ne prenaient en charge que des bandes passantes étroites pour des fréquences cibles basses. Les spécifications de performance à large bande sont encore en développement. Avec l'introduction de coupleurs hybrides à large bande de 2 GHz à 18 GHz, les performances d'adaptation sont modérées, car il est possible d'atteindre un minimum de quelques dB d'adaptation d'erreur d'amplitude et des degrés variables d'adaptation d'erreur de phase sur leur bande passante. La puissance parasite de l'entrelacement pratique utilisant uniquement la quadrature matérielle est de -20 dBc au mieux. Il s'agit tout simplement d'une solution technique inacceptable pour la plupart des applications modernes. Par conséquent, s'appuyer uniquement sur une solution matérielle pour ce type d'entrelacement ne suffira pas. Un algorithme d'adaptation de correction d'erreur en quadrature (QEC) en aval sera nécessaire dans le traitement numérique pour atteindre des performances SFDR de -50 dBc ou mieux sur une large bande passante.

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Options d'entrelacement avec le DSP AD9084.
L'AD9084 est un convertisseur d'échantillonnage RF 4T4R avec une bande passante d'entrée RF de 18 GHz. La figure 5 illustre les CAN et le DSP intégré pour la moitié des CAN intégrés au circuit intégré. Afin d'éviter le déchargement de données à pleine vitesse, des options d'entrelacement ont été développées pour l'entrelacement temporel et l'entrelacement en quadrature, tout en conservant l'utilisation du DSP intégré. Ceci permet de surveiller une bande passante complète de 2 GHz à 18 GHz tout en décimant à une fréquence inférieure, réduisant ainsi la charge utile numérique et la consommation d'énergie des puces numériques adjacentes.

Échantillonnage direct en quadrature : PFILT QEC. L’
entrelacement en quadrature utilise deux cœurs de CAN, divisant le signal d’entrée RF en phases 0° et 90°. Le traitement séparé des signaux est effectué comme si les deux signaux étaient en quadrature parfaite idéale. Malheureusement, les deux signaux obtenus ne sont pas idéaux en raison d’importants désaccords de phase et d’amplitude, fréquents dans les performances hybrides des matériels actuels. Cependant, un algorithme de correction d’erreurs en quadrature (
QEC) en aval peut compenser ces désaccords. Après avoir utilisé un signal d’apprentissage pour établir les coefficients de correction sur toute la bande passante d’intérêt, le bruit d’image de l’architecture d’échantillonnage en quadrature peut être réduit à plus de -50 dBc grâce à des techniques de filtrage numérique. Ceci garantit une plage dynamique sans coupure (SFDR) constante, sans les artefacts indésirables d’entrelacement temporel (8× sous-CAN) présents dans de nombreuses architectures haut débit.
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Échantillonnage direct en quadrature : CFIR QEC.
Une variante du principe d'entrelacement en quadrature permet de filtrer le signal numérique avant le bloc de correction QEC dans les filtres FIR complexes (CFIR). Les performances SFDR sont généralement améliorées, car le désaccord de fréquence à basse fréquence entre les deux canaux peut être corrigé plus facilement, moyennant une latence de traitement plus longue. Les fréquences des oscillateurs à commande numérique (NCO) des deux convertisseurs numériques en quadrature (DDC) ne sont pas identiques ; NCO2 = fS - NCO1. La raison de cette différence de fréquence est expliquée en détail dans la deuxième partie de cette série d'articles. La résolution numérique de 32 bits de chaque mot de réglage des NCO garantit l'absence de désaccord de fréquence résiduel entre les DDC, ce qui éviterait des performances parasites indésirables. Une étape de sommation ultérieure fusionne les deux canaux en un seul en annulant la première ou la deuxième fréquence de Nyquist.


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Entrelacement temporel avec correction d'erreurs PFILT ou CFIR :
Les mêmes principes d'entrelacement que ceux mentionnés pour la quadrature peuvent également être appliqués aux méthodes d'entrelacement temporel traditionnelles utilisant des temporisateurs d'échantillonnage inversés internes. Au lieu d'utiliser un hybride en quadrature en entrée, un diviseur réel est utilisé pour l'entrelacement temporel multicanal avec correction d'erreurs en aval. Chaque signal est corrigé par des coefficients de filtrage numérique. Après filtrage, deux canaux de données sous-échantillonnés sont générés, qui doivent ensuite être réassemblés par des techniques de traitement numérique du signal.

 


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Deux options d'entrelacement temporel ont été évaluées à l'aide du DSP intégré. La figure 8 illustre l'entrelacement temporel avec correction PFILT, et la figure 9, la configuration d'entrelacement temporel avec correction CFIR.
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Considérations supplémentaires concernant l'entrelacement :
Désadaptation.
L'entrelacement de plusieurs CAN présente des difficultés, notamment l'apparition de signaux parasites (puissance de fréquence parasite) dans le spectre de sortie, due aux imperfections inhérentes à chaque cœur de CAN. Ces imperfections proviennent principalement des désadaptations entre les CAN entrelacés, en particulier au niveau du gain, de la phase ou de la synchronisation.
De faibles variations de fabrication, même pour deux CAN adjacents sur la même puce de silicium, peuvent engendrer une variation de gain suffisante pour introduire une désadaptation de gain parasite. En cas de désadaptation de gain, il n'existe aucun moyen fiable de la mesurer sans appliquer un signal aux deux CAN. Cette désadaptation de gain se traduit par un signal parasite dans le spectre de sortie, lié à la fréquence d'entrée et à la fréquence d'échantillonnage. Ce signal parasite apparaît dans l'intervalle fS - fIN.
Pour minimiser le signal parasite dû à un déséquilibre de gain, une stratégie de correction est mise en œuvre. Le gain de l'un des CAN est choisi comme référence, et celui de l'autre est ajusté pour s'en rapprocher au maximum. Plus les gains des deux CAN sont proches, plus le signal parasite résultant dans le spectre de sortie sera faible.

Entrelacement important :
Certaines architectures commerciales utilisent un entrelacement séquentiel poussé, avec 8 coupures ADC ou plus, afin d'élargir la bande passante de Nyquist. Par exemple, un entrelacement à 8 voies génère des fréquences parasites d'entrelacement à fS/8, fS/4, 3fS/8, etc. Il en résulte une distribution spectrale de bruit non normale (NSD) avec des fréquences parasites d'entrelacement autour des huit coupures ADC. Sans un étalonnage adéquat pour supprimer ces fréquences parasites, même un tableau sophistiqué ou un outil de calcul des parasites permettant de gérer les artefacts d'entrelacement devient rapidement ingérable.

Conclusion
Dans la première partie de cette série d'articles, nous avons présenté une nouvelle méthode d'échantillonnage direct de 2 GHz à 18 GHz. De la guerre électronique au renseignement des communications, les applications nécessitant une surveillance continue de 2 GHz à 18 GHz sont nombreuses. Sans recourir à des filtres anti-aliasing dédiés, les systèmes peuvent résoudre des signaux provenant de plusieurs zones de Nyquist. Grâce à des techniques de correction d'erreurs en quadrature temporelle (TEQ) ou à des convertisseurs analogique-numérique (CAN) entrelacés en quadrature adjacente, les systèmes peuvent doubler efficacement la fréquence d'échantillonnage d'un numériseur donné. En exploitant les fonctionnalités DSP améliorées du dispositif Apollo MxFE, les ressources FPGA sont minimisées tout en assurant la surveillance d'un spectre complet de 2 GHz à 18 GHz, le tout dans une seule zone de Nyquist.
Six options sont présentées et décrites en détail dans les parties 2 et 3.
► Déchargement de fréquence complet, CAN placés de part et d'autre
► Déchargement de fréquence complet, CAN adjacents
► Échantillonnage direct en quadrature : correction d'erreur par PFILT
► Échantillonnage direct en quadrature : correction d'erreur par CFIR
► Entrelacement temporel : correction d'erreur par PFILT
► Entrelacement temporel : correction d'erreur par CFIR

Références
1. Gabriele Manganaro. « Advanced Data Converters ». Cambridge University Press, 2012.
Kester, Walt. « Analog-Digital Conversion ». Analog Devices, Inc., 2004. Ali, Ahmed. « High Speed ​​Data Converters ». IET, 2016.

Harris, Jonathan. « Les bases des CAN entrelacés ». Analog Devices, Inc., 2019.
Manganaro, Gabriele et Robertson, David. « CAN entrelacés : percer les mystères ». Analog Dialogue, vol. 49, juillet 2015.

Auteurs : Ian Beavers, ingénieur d’applications terrain, Peter Delos, ingénieur principal senior, Brian Reggiannini, ingénieur principal senior, et Connor Bryant, ingénieur d’applications systèmes chez Analog Devices

À propos des auteurs

Ian Beavers est ingénieur d'applications et responsable du laboratoire client pour l'équipe Systèmes aérospatiaux et de défense chez Analog Devices à Durham, en Caroline du Nord. Il travaille pour l'entreprise depuis 1999. Ian possède plus de 25 ans d'expérience dans l'industrie des semi-conducteurs. Il est titulaire d'une licence en génie électrique de l'Université d'État de Caroline du Nord et d'un MBA de l'Université de Caroline du Nord à Greensboro.
Peter Delos est le responsable technique du groupe Aérospatiale et Défense chez Analog Devices à Greensboro, en Caroline du Nord. Il a obtenu sa licence en génie électrique à Virginia Tech en 1990 et son MBA à NJIT en 2004. Peter possède plus de 30 ans d'expérience dans l'industrie. Il a consacré la majeure partie de sa carrière à la conception de systèmes analogiques/RF avancés, au niveau de l'architecture, des circuits imprimés et des circuits intégrés. Actuellement, il se concentre sur la miniaturisation des récepteurs, des générateurs de formes d'onde et des synthétiseurs hautes performances pour les applications à réseau phasé.
Brian Reggiannini est ingénieur principal senior en conception de systèmes. Il a conçu, mis en œuvre et assuré le support des étalonnages système pour plusieurs générations d'émetteurs-récepteurs sans fil d'Analog Devices. Ses domaines d'expertise technique comprennent le traitement du signal, l'apprentissage automatique, les systèmes embarqués et les systèmes intégrant des composants analogiques assistés numériquement. Brian a obtenu sa licence (Sc.B.), sa maîtrise (Sc.M.) et son doctorat (Ph.D.) à l'Université Brown, respectivement en 2007, 2009 et 2012.
Connor Bryant est ingénieur d'applications systèmes chez Analog Devices et travaille au sein de l'unité commerciale Aérospatiale et Défense à Durham, en Caroline du Nord. Il a rejoint ADI en 2023. Il se concentre actuellement sur la conception et l'analyse de chaînes RF mixtes. Il a obtenu sa licence en génie électrique à l'Université d'État de Caroline du Nord en 2022 et sa maîtrise en génie électrique à la même université en 2023.