L'entrelacement en quadrature offre une solution novatrice pour étendre la bande passante d'échantillonnage sans les complexités liées à la gestion d'horloges à double fréquence, à l'inversion d'horloge ou au doublement du débit de données.

Introduction
 : La première partie décrit les objectifs de l'entrelacement, analyse les erreurs à l'origine des artefacts d'entrelacement et présente la gamme de convertisseurs analogique-numérique (CAN) 40 GSPS utilisant l'AD9084. La deuxième partie explore en détail l'option d'échantillonnage en quadrature, ainsi qu'un mécanisme de correction en quadrature.
L'intégration de cœurs de processeur de signal numérique (DSP) embarqués constitue une capacité émergente qui améliore les produits de conversion de données. Un exemple pertinent d'intégration du DSP dans les CAN modernes est le doublement de la fréquence d'échantillonnage effective sans augmentation du débit des données numériques en aval. Grâce à deux CAN à entrée en quadrature et à un algorithme de correction en quadrature, un CAN double 40 GSPS peut être configuré pour produire quatre sorties numériques de conversion descendante à 4 GHz, couvrant une bande passante de 2 GHz à 18 GHz, au sein d'un seul circuit intégré de conversion multicanal.
Tout d'abord, l'échantillonnage direct en quadrature est décrit en relation avec les architectures ZIF (Zero FI) les plus courantes. Les erreurs en quadrature sont identifiées, ainsi que le traitement numérique embarqué nécessaire à leur correction (QEC). Les composants analogiques RF frontaux, l'échantillonnage des données du CAN, le traitement DSP embarqué et le traitement final des sorties I/Q du convertisseur de données sont ensuite abordés. Les résultats de mesure montrent les erreurs d'amplitude et de phase avant et après correction d'erreur en quadrature (QEC), et la réjection d'image finale mesurée démontre l'efficacité de l'échantillonnage direct en quadrature de 2 GHz à 18 GHz. L'approche est décrite pour le circuit intégré AD9084, mais elle est généralement applicable à tout système d'échantillonnage à large bande.

Figure 1 : Principes d'échantillonnage en quadrature comparés à une architecture ZIF.

Principes de l'échantillonnage en quadrature.
La figure 1 illustre une architecture ZIF classique. Cette architecture génère deux signaux FI en quadrature (déphasés de 90°) grâce à un mélangeur RF abaisseur de fréquence en quadrature. Dans ce cas, la quadrature est créée dans le circuit de l'oscillateur local à partir de deux ensembles mélangeur/oscillateur local physiquement distincts, chacun présentant un déphasage de 90°. On obtient ainsi deux fréquences FI en quadrature. La capacité à déterminer si le signal RF est supérieur ou inférieur à la fréquence de l'oscillateur local est visualisée par une inversion de phase entre les signaux I et Q à la fréquence de l'oscillateur local, comme illustré sur la figure 1. Les convertisseurs numériques abaisseurs de fréquence (CNA), qui traitent les flux de données provenant de convertisseurs de données physiques et génèrent un flux de données de sortie I/Q dans une bande passante étroite centrée par un oscillateur à commande numérique (OCN), fonctionnent également selon ces mêmes principes.
Figure 1. Principes de l'échantillonnage en quadrature comparés à une architecture ZIF.

Les principes illustrés à la figure 1 permettent de décrire l'échantillonnage direct en quadrature. Si le déphasage de 90° est ajusté de sorte que deux CAN parallèles échantillonnent simultanément la même entrée RF en quadrature, une inversion de phase des signaux I/Q se produit à la limite de Nyquist pendant l'échantillonnage. Cette propriété peut être exploitée pour doubler la fréquence d'échantillonnage du CAN, comme le montre la figure 2.
En pratique, le déphasage de 90° est obtenu grâce à un coupleur hybride, également commercialisé sous le nom de diviseur hybride. Des coupleurs hybrides large bande sont actuellement disponibles et couvrent des bandes passantes de 2 GHz à 18 GHz.

Erreurs de quadrature :
Un problème bien connu de l’échantillonnage en quadrature est que tout déséquilibre de phase ou d’amplitude dans le rapport signal/bruit (I/Q) génère une énergie perçue indésirable à la fréquence image. Ce problème s’applique également à l’échantillonnage direct en quadrature et doit être traité par un algorithme de traitement ultérieur.
Le problème opérationnel est illustré sur la figure 2. Il s’agit du risque qu’un signal indésirable présent dans la bande image se propage dans la bande signal. Le niveau de l’image dépend du déséquilibre d’amplitude et de phase de la quadrature idéale, ce qui rend nécessaire l’utilisation d’une méthode de correction d’erreurs de quadrature (QEC).
Figure 2. Image issue d’un échantillonnage direct en quadrature : Le problème de l’échantillonnage direct en quadrature est qu’un signal indésirable présent dans la bande image peut se propager dans la bande signal. Le niveau de l’image dépend du déséquilibre d’amplitude et de phase de la quadrature idéale et se manifeste par la différence entre le niveau de l’image de blocage et le niveau de blocage. L’image de blocage est ensuite réduite grâce à une méthode QEC.
Le taux de réjection d'image peut être calculé comme suit :
IRR = Taux de réjection d'image (dB) ; P = 10(IRR/10) ;
A = Désadaptation d'amplitude ;
θ = Erreur de phase

Pour un IRR et une erreur d'amplitude donnés

Pour un IRR et une erreur de phase donnés

Figure 2 : Image obtenue par échantillonnage direct en quadrature : L’inconvénient de l’échantillonnage direct en quadrature est qu’un signal indésirable présent dans la bande image peut se superposer à la bande signal. Le niveau de l’image dépend du désaccord d’amplitude et de phase de la quadrature idéale et se manifeste par la différence entre le niveau de l’image de blocage et le niveau de blocage. L’image de blocage est ensuite réduite par une méthode de correction d’erreurs quantiques (QEC).

Figure 3. Erreurs d'amplitude et de phase entre les canaux I et Q pour atteindre des valeurs de réjection d'image spécifiques. Les axes sont représentés sur une échelle logarithmique.

La figure 3 illustre l'amplitude de la réjection d'image en fonction des erreurs d'amplitude et de phase requises. Par exemple, une réjection d'image de 60 dBc exige une précision de phase inférieure à un dixième de degré et une correspondance d'amplitude de l'ordre du centième de dB. Un tel niveau de réjection d'image est irréalisable avec les composants RF commerciaux actuels, compte tenu de leur précision. Par conséquent, l'utilisation de l'échantillonnage direct en quadrature (QEC) nécessite une correction d'erreur numérique supplémentaire. Les configurations utilisées pour le QEC seront décrites dans les sections suivantes.

Figure 4. La configuration d'échantillonnage en quadrature directe AD9084 utilisant le PFILT en mode filtre à réponse impulsionnelle finie (FIR) semi-complexe pour QEC.

Échantillonnage en quadrature avec correction d'erreurs (QEC) par filtre programmable (PFILT).
La figure 4 présente le schéma fonctionnel de la configuration AD9084 pour l'échantillonnage en quadrature direct avec QEC PFILT. Pour les FFT mesurées et affichées, la fréquence d'entrée était fixée à 7,1 GHz, l'oscillateur numérique (NCO) du canal 1 à 7 GHz et le signal d'entrée apparaissait dans les données en bande de base à 100 MHz. La fréquence image est réfléchie autour de fs/2 et apparaît à 12,9 GHz. L'oscillateur numérique (NCO) du canal 2 était réglé à 13 GHz afin de contrôler la fréquence image apparaissant dans la sortie en bande de base à -100 MHz.
La séquence des étapes pour les données de test présentées dans les figures suivantes est la suivante :
un contrôle fonctionnel est effectué, puis les calibrations ADC de base sont figées afin d'éviter la diaphonie entre les canaux due à de nouvelles calibrations ADC. La fréquence a ensuite été balayée par pas de 25 MHz sur une bande passante de 4 GHz. Pour chaque acquisition de données, la fréquence du NCO1 était fixée à Fin - 100 MHz, et celle du second NCO, NCO2, à 20 GHz - la fréquence du NCO1. Ainsi, les fréquences des deux NCO reflétaient la fréquence d'échantillonnage divisée par deux, fs/2.
À partir des données mesurées des canaux Ch1 et Ch2, les coefficients de correction en quadrature (QEC) étaient calculés et appliqués au filtre FIR intégré, comme illustré sur la figure 5. Des données supplémentaires étaient ensuite acquises et les performances après QEC étaient évaluées. Cette séquence était répétée quatre fois pour couvrir toute la plage de fonctionnement, de 2 GHz à 18 GHz.
Les corrections de bande passante de 4 GHz obtenues sont présentées ci-dessous. L'AD9084 dispose de quatre bancs de coefficients de filtrage sélectionnables rapidement. Cette fonction programmable permet d'optimiser les coefficients utilisés en fonction de la fréquence d'entrée d'intérêt, pour une fréquence de NCO programmée donnée.
L'adéquation de la structure PFILT semi-complexe peut être illustrée par un exemple simple. La configuration d'échantillonnage en quadrature directe consiste à diviser le signal en deux voies I et Q distinctes, chacune étant échantillonnée par un CAN individuel.

Figure 5. Mode d'échantillonnage en quadrature.

L'égalisation quantitative (QEC) est une forme relative d'égalisation. Par exemple, le chemin I peut être considéré comme idéal, et le chemin Q comme coïncident avec le chemin I. Par conséquent, la réponse du chemin Q peut être modélisée comme la combinaison de : (a) un déphasage nominal de 90°, (b) la réponse commune du chemin I, et (c) un désaccord ou une réponse delta du chemin Q par rapport au chemin I, comme illustré sur la figure 6.

Figure 6. Modèle d'échantillonnage en quadrature relative en termes de déphasage nominal de 90° H 90 (ω) et de réponse de désadaptation H Δ (ω).

La figure 7 illustre le résultat de la stimulation de ce modèle d'échantillonnage en quadrature relative par une entrée sinusoïdale x(t) = cos(ω0). Le déphasage nominal de 90° convertit un cosinus en sinus, et la réponse delta H(Δ)(ω) = A(Δ)(ω)e((jθΔ(ω)) modifie l'amplitude et la phase du résultat.

Figure 7. La stimulation du modèle d'échantillonnage en quadrature avec une entrée cosinus donne une entrée sinusoïdale au deuxième ADC ainsi que des erreurs d'amplitude et de phase.

En utilisant une identité trigonométrique simple, la sortie du chemin Q peut être décomposée en parties sinus et cosinus.

En l'absence de décalage entre les voies I et Q (HΔ (ω) = 1), les sorties idéales de la configuration d'échantillonnage en quadrature peuvent être définies comme suit :

Par conséquent, pour un signal sinusoïdal ou tout autre signal à bande étroite centré sur la fréquence ω₀, les sorties en quadrature réelles peuvent être exprimées en fonction des sorties en quadrature idéales. Le montage en quadrature directe peut être considéré comme un système linéaire 2 × 2 générant une erreur de quadrature. La correction d'erreur en quadrature (QEC) est obtenue en inversant ce système linéaire 2 × 2 afin de retrouver les sorties idéales xᵢ ₍ t) et xₖ ₍ t).

Figure 8. Modèle d'échantillonnage en quadrature étendu illustrant les termes d'erreur et leur correction. La topologie représentée est celle d'un filtre semi-complexe, identique à celle du filtre de la figure 4.

L'analyse présentée à la figure 8 décrit la génération et la correction de l'erreur en quadrature lorsque le système est excité à une seule fréquence. Le système 2 × 2 étant linéaire, la solution se généralise aisément aux signaux à large bande en introduisant des filtres FIR multitap dont l'amplitude et la phase varient en fonction de la fréquence.

Échantillonnage en quadrature avec correction d'erreur quadratique (QEC) par CFIR :
Le PFILT fonctionne à la fréquence d'échantillonnage maximale de 20 GSPS après chaque CAN. L'AD9084 intègre également un filtre FIR complexe (CFIR) après décimation. L'avantage de ce filtre réside dans la possibilité d'appliquer la correction sur une période plus longue sans augmenter le nombre de coefficients du filtre. Pour ce faire, deux convertisseurs numérique-analogique complexes (CDDC) sont utilisés. Le second CDDC décale la fréquence image vers la fréquence image négative du premier CDDC. La somme d'une version pondérée du conjugué complexe du second CDDC permet d'obtenir une annulation d'image. Cette approche est illustrée à la figure 9.
Figure 9. Échantillonnage en quadrature direct avec QEC par CFIR.
Le CFIR effectue la QEC de la même manière que le PFILT. La seule différence est que la correction est appliquée à la sortie décimée. Pour illustrer cela, le PFILT peut être considéré comme un réseau de filtres complexes, contrairement au système linéaire 2 × 2 décrit précédemment. Le système linéaire 2 × 2 a la forme illustrée ci-dessous, où les entrées, les sorties et les coefficients du filtre sont tous à valeurs réelles, et le symbole * indique la convolution.

Si ces signaux à valeurs réelles sont combinés et interprétés comme des signaux à valeurs complexes, alors les propriétés suivantes sont remplies.

En définissant y[n] = yi [n] + jyq [n] et en substituant en utilisant les propriétés données ci-dessus, l'interprétation de la valeur complexe de la structure semi-complexe PFILT peut être dérivée.

Il en résulte une interprétation alternative de l'effet PFILT qui implique :

1. Appliquez un filtre linéaire à valeurs complexes b1[n] au signal d'entrée à valeurs complexes y[n]. Le filtre b1[n] effectue une égalisation de bande du facteur de qualité Q par rapport au facteur d'intensité I afin de préserver la planéité du signal souhaité.
2. Application d'un filtre linéaire à valeurs complexes b2[n] au signal d'entrée à valeurs complexes y[n]. Le filtre b2[n] transforme le signal de blocage en une image inverse qui s'ajoute de manière destructive à l'image indésirable.
3. Additionnez la sortie du premier filtre au conjugué complexe de la sortie du second filtre. La conjugaison temporelle induit une inversion de fréquence qui aligne le bloqueur et son image fréquentielle, permettant ainsi à une version mise à l'échelle et pivotée du bloqueur de se sommer de manière destructive avec son image.

Voici les étapes exactes que suivent les DDC et les CFIR pour atteindre la QEC.

1. DDC1 convertit le signal souhaité en fréquences plus basses, et CFIR1 applique un filtre linéaire à valeur complexe avec une réponse équivalente à b1 n .
2. DDC2 convertit le signal de blocage en fréquences plus basses, et CFIR2 applique un filtre linéaire à valeur complexe avec une réponse équivalente à b2 n .
3. La somme des sorties CFIR1 et CFIR2 entraîne le rejet de l'image.

La figure 10 montre des exemples de mesures FFT utilisant le CFIR pour réaliser le QEC.

Figure 10. Mesures FFT par échantillonnage en quadrature représentatives utilisant le CFIR pour la QEC. Un brouilleur est injecté à 13 GHz, créant une image à 7 GHz. Le graphique supérieur représente une capture à pleine fréquence d'une FFT de 40 GSPS avant QEC. Les graphiques inférieurs sont des FFT de données sous-échantillonnées, montrant que l'image du brouilleur a été réduite à moins de 60 dBc.

Approche d'apprentissage des erreurs de quadrature :
La section « Échantillonnage en quadrature avec filtre programmable » explique que les différences entre les voies I et Q entraînent des erreurs de quadrature. Elle détaille également comment, si ces différences sont identifiées, les erreurs peuvent être corrigées à l'aide de la structure semi-complexe PFILT. La section « Échantillonnage en quadrature avec QEC CFIR » démontre que la même QEC peut également être déléguée aux CFIR aux sorties DDC. Dans les deux cas, les coefficients des filtres de correction idéaux dépendent de la réponse au désaccord entre les voies I et Q. Cette section décrit une méthode d'estimation de cette réponse.
Il existe plusieurs types d'algorithmes de QEC. Un moyen de les différencier est de se baser sur le signal d'entrée utilisé pour l'apprentissage.
Les étalonnages en ligne sont effectués pendant que le système reste actif, généralement par un apprentissage régulier à l'aide de tout signal d'entrée présenté au CAN. Ces étalonnages peuvent s'exécuter en arrière-plan pendant de longues périodes et s'adapter aux variations du désaccord I/Q dues à la température, à l'alimentation et aux variations de synchronisation.
L'étalonnage hors ligne s'effectue lorsque le système est inactif. Le système étant hors ligne, des signaux d'étalonnage connus peuvent être introduits à des fins d'apprentissage. Une fois l'apprentissage terminé, le système peut être remis en ligne et fonctionner avec des coefficients de correction fixes. Selon le cas d'utilisation, le système peut nécessiter un réétalonnage périodique en raison des variations de ses paramètres. Le système doit alors être mis hors ligne.
Le choix entre l'étalonnage en ligne et hors ligne dépend de l'application, chaque approche présentant ses avantages et ses inconvénients. La suite de cette discussion porte sur une forme d'étalonnage hors ligne qui injecte une série de signaux d'étalonnage dans le système.
Cet étalonnage définit deux bandes d'intérêt, comme illustré sur la figure 11.
La bande utile couvre la bande passante de sortie souhaitée du système.
La bande de blocage est décalée de fs/2 par rapport à la bande utile, où fs est la fréquence d'échantillonnage du CAN. Par exemple, si la bande utile s'étend de la fréquence f1 à la fréquence f2, la bande de blocage s'étend de fs - f2 à fs - f1. Les signaux de blocage importants apparaissant dans la bande de blocage généreront une image erronée qui se situera dans la bande utile.
Ces deux bandes d'intérêt peuvent couvrir n'importe quel point entre CC et fs/2 et peuvent se chevaucher.

Figure 11. L'entraînement QEC implique le balayage des fréquences à la fois dans la bande d'intérêt pour assurer la planéité de l'amplitude et dans la bande d'image pour assurer le rejet de l'image.

En ce qui concerne ces deux bandes d'intérêt, l'étalonnage QEC a deux objectifs.

1. Rejeter les images qui se situent dans la bande souhaitée.
2. Préservez les signaux situés dans la bande souhaitée en adaptant le gain et la phase de la voie Q à ceux de la voie I. Il s'agit d'une égalisation relative. La voie Q est adaptée à la voie I, mais toute atténuation au sein de la voie I est préservée.

Ces deux objectifs sont liés par le déséquilibre I/Q. Lorsque le trajet Q correspond au trajet I, la planéité du signal dans la bande passante et la réjection des images hors bande s'améliorent simultanément. Par conséquent, pour atteindre ces deux objectifs, l'étalonnage doit déterminer le déséquilibre I/Q pour les bandes de fréquences souhaitée et bloquée, puis ajuster les coefficients du filtre de correction afin d'effectuer une égalisation Q/I relative dans les deux bandes.
Cependant, ces deux objectifs n'ont pas nécessairement la même importance. Dans de nombreuses applications, du point de vue de l'adaptation I/Q, les exigences de planéité du signal dans la bande passante peuvent être satisfaites par une adaptation I/Q relativement grossière, tandis que les objectifs de réjection des images nécessitent généralement une adaptation I/Q beaucoup plus précise.

Le tableau 1 présente les erreurs de gain et de phase dans la bande passante correspondant à différents niveaux de réjection d'image. Par exemple, si une application requiert une planéité de bande passante de 1° et une réjection d'image de –50 dBc, l'adaptation I/Q nécessaire pour atteindre l'objectif de réjection d'image est environ cinq fois plus précise que celle requise pour la planéité de bande passante.

Tableau 1. Erreurs minimales requises pour les performances de rejet d'images

Le tableau 2 présente un exemple d'algorithme d'apprentissage qui pondère différemment la planéité et les cibles de rejet d'images. Des tonalités d'étalonnage sont injectées dans la bande cible afin d'améliorer la planéité au sein de cette bande. Des tonalités d'étalonnage sont également injectées dans la bande de blocage afin d'atténuer les images situées dans la bande cible. Lorsque la bande cible s'étend sur fs/2, elle chevauche la bande de blocage. Les tonalités d'étalonnage situées dans cette zone de chevauchement peuvent être considérées comme appartenant à la bande de blocage, ce qui leur attribue une pondération plus élevée pour atteindre la cible de rejet d'images plus exigeante.

Tableau 2. Algorithme d'entraînement

Résultats de réjection d'image par échantillonnage en quadrature (QEC) mesurés
(Figure 12). Réjection d'image par échantillonnage en quadrature direct (QEC) mesurée de 2 GHz à 18 GHz. Les options QEC, PFILT et CFIR sont présentées. La méthode de correction CFIR affiche des résultats supérieurs à 50 dBc. La correction PFILT se dégrade légèrement dans cet ensemble de données et sera décrite dans les sections suivantes.
Les résultats de réjection d'image mesurés sont présentés sur la Figure 12. Les résultats des corrections PFILT et CFIR sont présentés. Avec la correction CFIR, une réjection d'image supérieure à 50 dBc est obtenue. Les résultats obtenus avec PFILT se dégradent légèrement, et la cause première est visible sur les données de la Figure 13. Lors de l'évaluation du désaccord d'amplitude et de phase avant et après QEC, il est à noter que des erreurs assez importantes sont corrigées, mais qu'une ondulation rapide sur toute la fréquence persiste après correction.
Le PFILT fonctionne à la fréquence d'échantillonnage maximale, tandis que le CFIR fonctionne à une fréquence d'échantillonnage réduite et décimée. Le PFILT et le CFIR possédant un nombre de prises similaire, le CFIR peut corriger les erreurs pendant une période plus longue que le PFILT. De ce fait, le CFIR offre une meilleure correction pour la configuration de test utilisée. Cependant, l'ondulation est actuellement limitée par l'inadéquation d'impédance entre le coupleur hybride et les entrées du CAN, ainsi que par la longueur des lignes de transmission les séparant. Les simulations montrent que cette inadéquation peut être réduite en montant le coupleur hybride au plus près des entrées du CAN, ce qui minimise les faibles différences de longueur des trajets du signal.

Figure 13. Désadaptation d'amplitude, désadaptation de phase et réjection d'image avant et après correction d'erreur quantique (QEC) avec PFILT. Les courbes bleues correspondent à la correction avant QEC, les courbes violettes à la correction après QEC. La correction PFILT est limitée à 16 tirs à vitesse maximale. Avec 16 tirs, la correction permet de corriger les erreurs importantes qui varient lentement avec la fréquence, mais une ondulation, qui varie rapidement avec la fréquence, persiste après correction. Cette ondulation est limitée par le montage de test, où la désadaptation d'impédance entre l'AD9084 et l'hybride en quadrature est réfléchie par des lignes de transmission relativement longues. Une solution sur carte intégrée permettra de monter l'hybride en quadrature directement à côté du composant.

Conclusion :
Un échantillonnage direct en quadrature de 2 GHz à 18 GHz a été démontré. Ce résultat a été rendu possible grâce aux caractéristiques suivantes :

1. Un hybride en quadrature à large bande
2. CAN avec une bande passante entrante via la deuxième zone de Nyquist
3. Une méthode pour garantir l'alignement temporel des données ADC
4. Un filtre FIR QEC à la vitesse maximale du CAN
5. Un DDC complexe pour réduire les débits de données
6. Un algorithme de correction en quadrature qui corrige les erreurs de déséquilibre d'entrée dans la bande passante de sortie DDC à débit de données réduit

La solution ne peut être obtenue en utilisant une seule fonctionnalité de cette liste. C'est la combinaison de toutes ces fonctionnalités qui la rend efficace. Sans l'une d'entre elles, des compromis indésirables pourraient être nécessaires, ou les performances seraient considérablement réduites, rendant la solution inutilisable.
L'approche présentée permet de doubler la fréquence d'échantillonnage effective du CAN sans doubler les débits de données numériques, tout en conservant les fonctionnalités du DSP embarqué. Ces avantages permettent d'optimiser le nombre de canaux en fonction de la fréquence du CAN au niveau de l'application, sans modifier le CAN. L'échantillonnage direct en quadrature, ou entrelacement en quadrature, ne remplace pas l'entrelacement temporel, mais constitue une alternative parmi d'autres à considérer à mesure que les systèmes de radio logicielle évoluent.

Références
1 Dave Frizelle et Frank Kearney. « Mélangeurs RF complexes, architecture à FI nulle et algorithmes avancés : la magie noire des émetteurs-récepteurs SDR de nouvelle génération. » Analog Dialogue, vol. 17, février 2017.
2 Patrick Weirs. « Miroir, mon beau miroir : comprendre la réjection d’image et son impact sur les signaux utiles. » Analog Dialogue, vol. 51, août 2017.

À propos des auteurs :

Ian Beavers est ingénieur d'applications et responsable du laboratoire client pour l'équipe Systèmes aérospatiaux et de défense chez Analog Devices à Durham, en Caroline du Nord. Il travaille pour l'entreprise depuis 1999. Ian possède plus de 25 ans d'expérience dans l'industrie des semi-conducteurs. Il est titulaire d'une licence en génie électrique de l'Université d'État de Caroline du Nord et d'un MBA de l'Université de Caroline du Nord à Greensboro.
Peter Delos est le responsable technique du groupe Aérospatiale et Défense chez Analog Devices à Greensboro, en Caroline du Nord. Il a obtenu sa licence en génie électrique à Virginia Tech en 1990 et son MBA à NJIT en 2004. Peter possède plus de 30 ans d'expérience dans l'industrie. Il a consacré la majeure partie de sa carrière à la conception de systèmes RF/analogiques avancés aux niveaux de l'architecture, des circuits imprimés et des circuits intégrés. Actuellement, il se concentre sur la miniaturisation des récepteurs, des générateurs de formes d'onde et des synthétiseurs hautes performances pour les applications à réseau phasé.
Brian Reggiannini est ingénieur principal senior en conception de systèmes. Il a conçu, mis en œuvre et assuré le support des étalonnages système pour plusieurs générations d'émetteurs-récepteurs sans fil d'Analog Devices. Ses domaines d'expertise technique comprennent le traitement du signal, l'apprentissage automatique, les systèmes embarqués et les systèmes intégrant des composants analogiques assistés numériquement. Brian a obtenu sa licence (Sc.B.), sa maîtrise (Sc.M.) et son doctorat (Ph.D.) à l'Université Brown, respectivement en 2007, 2009 et 2012.
Connor Bryant est ingénieur d'applications systèmes chez Analog Devices et travaille au sein de l'unité commerciale Aérospatiale et Défense à Durham, en Caroline du Nord. Il a rejoint ADI en 2023. Il se concentre actuellement sur la conception et l'analyse de chaînes RF mixtes. Il a obtenu sa licence en génie électrique à l'Université d'État de Caroline du Nord en 2022 et sa maîtrise en génie électrique à la même université en 2023.

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