Los modelos de conectores han evolucionado desde simples circuitos de parámetros concentrados hasta modelos microondas multi-puerto. Esta evolución es paralela a la creciente sofisticación de los análisis de canal impulsados por el aumento de las velocidades de datos. Y mientras que el rendimiento de los modernos conectores de alta velocidad ha mejorado, los conectores siguen siendo el mecanismo dominante para la pérdida de reflexión y las interferencias en los típicos canales basados en PCB.

En este artículo, vamos a ver la variación en el rendimiento de los modernos modelos de conexión, de alta densidad. Los modelos se derivarán tanto de la simulación como de las mediciones y posteriormente se compararán. Las variaciones en el mundo real debido a los efectos por  inserciones y soldaduras incompletas serán consideradas. Finalmente, las métricas de calidad del modelo se aplicarán a los datos para cuantificar la exactitud de los modelos.

Evolución de los modelos de conectores.

Los modelos de conectores han evolucionado desde simples circuitos de parámetros concentrados de acoplamiento hasta redes microondas multi-puerto. Este aumento de complejidad está impulsado por la necesidad de representar con exactitud un ancho de banda con una discontinuidad geométrica compleja y cada vez mayor.
Los primeros modelos de conectores eran solo circuitos de parámetros concentrados. Estos modelos son muy simples, funcionan rápidamente con el software de simulación y se encuentran todavía en uso hoy en día para muchas aplicaciones.

La norma de oro generalmente aceptada es que una representación de una  pieza de  elementos de una línea de transmisión es válida en cuanto que la longitud de la línea de transmisión (L) sea menor que una décima parte de la longitud de onda (L <l/10). Para ilustrar este punto, considere una longitud de 1 pulgada de 25 ohmios de línea de transmisión en un sistema de 50 ohmios. Podemos modelar la línea de transmisión de  25 ohmios como un condensador 5 pF como se muestra en el siguiente esquema:

Usando la regla de oro de L <l/10, esperamos que este modelo 5 pF  tenga una exactitud cercana a 600 Mhz. La figura 2 muestra los resultados del análisis y está claro que esta es una regla de oro bastante conservadora. El punto de este ejemplo es mostrar las limitaciones del ancho de banda de un enfoque de circuito de parámetros concentrados.

La extensión lógica de un circuito de parámetros concentrados  es un modelo de parámetros distribuidos.
La línea de transmisión se divide en varias secciones más pequeñas, y el modelo de ancho de banda puede ser ampliado fácilmente.

Esta relación se puede expresar en el dominio del tiempo, así por la siguiente ecuación:
Esta ecuación dice que un método de circuito de parámetros concentrados es válido tanto tiempo como el retardo de propagación del conector (retardo tprop) sea  mayor que 6 veces el tiempo de subida del sistema (trise). Un conector apilable de 10 mm tiene un retardo depropagación de aproximadamente 60 ps,  por lo que un sencillo  circuito de parámetros concentrados  es un modelo razonable siempre y cuando el tiempo de subida del sistema sea de 360 ps.
Este era el caso de  muchas aplicaciones digitales en la década de los 90. Por supuesto, este simple modelo de conector no incluye los efectos de las interferencias.

La complejidad del modelo aumenta según aumentan las frecuencias de tiempo y los tiempos de subida. Los circuitos de parámetros concentrados se volvieron más refinados, ya que el conector se rompió en varias secciones más cortas.

Cada sección se analizó usando códigos de  análisis de elementos finitos en 2D(FEA) para obtener una matriz de inductancia (L) y capacitancia (C)  con términos de  acoplamiento (K) para el acoplamiento de la línea de transmisión. Los valores de K se  cuentan para las interferencias en las líneas de transmisión multi-conductoras.
Estos valores L, C y K se podrían traducir en modelos SPICE e interferencias previstas con exactitud, retardo de propagación y la impedancia.

El análisis 2D de múltiples secciones cruzadas de conector no era un proceso simple.
Se necesita un criterio de ingeniería para seleccionar el menor número de secciones transversales  y  lograr un alto grado de precisión. El enfoque de modelado 2D asume propagación TEM  a través de la estructura del conector. Debido a que este no es realmente el caso, las ondas evanescentes en discontinuidades internas se ignoran, dando lugar a inexactitudes inherentes al proceso. Sin embargo, el método de múltiple sección transversal se mantuvo como práctica común a finales de los 90.

Para superar estas limitaciones, los proveedores de software comenzaron a trabajar en serio en la creación de herramientas que mejorasen el servicio a la industria digital de alta velocidad. La simulación de onda completa era la norma para los conectores para microondas (coaxiales) durante este período de tiempo. La complejidad geométrica de un conector moderno de alta velocidad digital plantea un gran desafío ya que no puede  ser resuelto con hardware informático asequible. A medida que la potencia de cálculo de las estaciones de trabajo de gama alta aumentaron, los conectores de alta velocidad digital se pudieron tratar como redes microondas multi-puerto.  Este es el estado actual del modelado de conectores.

Modelos de conector desde la simulación
Hay varias herramientas de simulación disponibles para el ingeniero de integridad de la señal (SI) para extraer modelos de conexión. El CST Microwave Studio fue utilizado en el transcurso de este trabajo. Mientras que se usó una herramienta específica, las cuestiones planteadas son comunes entre todas las herramientas de modelado de onda completa.

Para dar perspectiva sobre el alcance del desafío de modelado, hay que considerar  la geometría como interés. Un típico conector de alta densidad puede tener 10 filas con 50 pines por fila en un paso de 1,27 mm x 1,27 mm. Esta densidad está impulsada por las necesidades de alto encapsulado compacto electrónico y limitado por las tecnologías de estampación, fundición y montaje.

La Figura 3 muestra un típico mezzanine al que se hará referencia en este artículo.
Este tipo de conector tiene un campo de paso abierto, es decir hay pins específicos no dedicados al retorno de la señal (tierra) de corriente. Una señal al patrón de tierra está definido para una aplicación determinada que proporciona la mayor densidad de señal con un rendimiento de señal aceptable. Los patrones predefinidos para  señalización diferencial y de un solo terminal son desarrollados, y el software de modelado se utiliza para extraer un modelo Touchstone.

Afortunadamente, no todos los 500 pins deben ser incluidos en el modelo que se  extrae, pero la magnitud del problema es grande. Un modelo de tamaño razonable puede incluir 6 pares diferenciales para captar los efectos de interferencias  dentro de una fila y entre filas. Esto equivaldría a un modelo touchstone de 24 puertos.
Para una versión en ángulo recto de un conector similar, se suele tener en cuenta un modelo de puerto superior para la variación de longitud de cada fila. Reconociendo esto para cada par diferencial modelado, los pins de retorno de señal también se incluyen en el área de modelado, por lo que este modelo Touchstone de 24 puertos incluirá 12 pines de señal y 8 pines de tierra. Cada pin tiene una forma compleja para proporcionar la fuerza normal a la interfaz separable necesaria para una conexión  fiable.

Solidworks, el  paquete de CAD en 3D, es una herramienta que puede ser utilizada para diseñar el conector. La geometría se exporta a un formato que puede ser leído por la herramienta de simulación de onda completa. Entonces se realiza la “limpieza geometrica”,  una fase crítica en el modelado en el que la complejidad innecesaria se elimina. Esto resulta en un proceso de importación más limpio en la herramienta de simulación de  onda completa  y simplifica la malla. Esta área de entrada de la geometría ha sido problemática y ha sido el foco de una considerable inversión por parte parte de los proveedores de herramientas de simulación de onda completa.
Una vez que la geometría se importa correctamente, hay 3 pasos principales que se deben realizar antes de iniciar la simulación:

1.    La densidad de la malla
2.    Definición de las propiedades del material
3.    Configuración del puerto.

Densidad de malla
Todas las herramientas de simulación de onda completa realizan cálculos computacionales electromagnéticos sobre un espacio   de solución discreta. La discretización o proceso de mallado (meshing) , divide el espacio de la solución en muchas céldas  y tiene un impacto directo en la solución resultante. Una malla que es muy clara, conduce a resultados erróneos, y una malla que es demasiado fina conduce a innecesariamente largos tiempos de simulación. Por último, la densidad de la malla y el tiempo de simulación se ven afectados por la frecuencia máxima de la simulación. Una simulación de 50 GHz será mallada mucho más finamente que una simulación de 20 GHz.
CST Microwave Studio creará una malla del espacio de la solución usando información muy básica para simplificar un proceso complejo. La frecuencia máxima y las celdas por longitud de onda en la dirección x, y, z es todo lo que se necesita. Tras el mallado automático,  el refinamiento de la malla es posible en las regiones de alta concentración de campo. Por ejemplo, una malla de sustrato microstrip es a menudo refinada por el usuario si se necesita una alta precisión de pérdida de retorno.

Para investigar el impacto del proceso de mallado en los modelos típicos de conexión, se simuló un conector mezzanine de 16 mm  y se ajustaron los parámetros de la malla en el CST

erentes de malla: 0,88 millones de celdas, 3,8 millones de celdas y 8,5 millones de celdas. La variación con la densidad de malla  es menor en este ejemplo, siendo la pérdida de retorno el parámetro más sensible al mallado.

Parámetros de los materiales
Muchos conectores de alta velocidad están diseñados utilizando polímeros de cristal líquido (LCP) como encapsulado del conector. LCP es un anisótropo, en dieléctrico homogéneo cuyas propiedades mecánicas varían dependiendo del proceso de moldeado. Se supone que las propiedades eléctricas también varían con el moldeado, pero se han publicado pocas investigaciones hasta la fecha sobre este efecto.
Los fabricantes de LCP proporcionan valores para constante dieléctrica basadas en pruebas estandarizadas de discos circulares de 3”.

Para investigar el impacto de la variación de la constante dieléctrica en los modelos típicos de conexión, las simulaciones se realizaron sobre un rango de valores dieléctricos. Los resultados para tres diferentes constantes dieléctricas LCP se muestra en la Figura 5. Al igual que con la variación de la densidad de malla, la pérdida de retorno se ve afectada por la constante dieléctrica LCP. La pérdida de inserción (IL) por encima de 10 GHz también se ve afectada. Esto es consistente con el cambio en la pérdida de reflexión debido al desajuste de  impedancia visto en el perfil de la pérdida de retorno de la Figura 5. Para el conector mezzanine en este informe, se usó un modelo Debye constante en forma de primer orden en el CST Microwave Studio.

Configuración del puerto
El tercer paso más importante en la extracción de un modelo de conector utilizando una herramienta de simulación de onda completa es la configuración del puerto.

Un puerto define como una estructura electromagnética es estimulada y desde donde se mida la respuesta. Normalmente hay varias opciones de puertos disponibles en las modernas herramientas de simulación de onda completa, pero por lo general se dividen en dos grandes categorías: puertos de guía de onda y puertos discretos. Un puerto de guía de onda lanza una onda TEM o cuasi- TEM en la estructura, por lo general una interfaz de transmisión bien definida como una línea coaxial o microstrip. La línea de transmisión debe ser generalmente de una cierta longitud para este método para que sea válida. Un puerto discreto es una aproximación teórica de circuito que se utiliza comúnmente en estructuras muy densas donde un puerto de guía de ondas no es posible debido a su tamaño.
La configuración del puerto también define la ubicación del plano de referencia del modelo de conector resultante.
Los conectores de interés en este artículo están soldados una PCB de múltiples capas, y los efectos PCB están incluídos generalmente en el modelo del conector. La ubicación del plano de referencia determina la cantidad de efectos PCB incluidos en el modelo. Para el conector mezzanine en este  informe, se uso un puerto discreto en el CST Microwave Studio.

Modelos de conector desde la medición
Para confiar en un modelo de conector, es una buena práctica de ingeniería validar el modelo. La validación puede hacerse mediante la comparación del modelo con otro extraído por medio de un método diferente, ya sea a través de mediciones o por comparación con otras herramientas de modelos. Si bien la comparación de los modelos extraídos utilizando diferentes herramientas es ampliamente aceptada en algunas industrias, la comunidad de alta velocidad digital en general, prefiere la validación del modelo a través de mediciones. Hay trampas en este enfoque, ya que los resultados medidos pueden variar ampliamente dependiendo de los accesorios de prueba, la ubicación del plano de referencia y la calibración. Los conectores de alta densidad que son objeto de este artículo no tienen interfaces coaxiales que se acoplen con instrumentación moderna. Por el contrario, un dispositivo de prueba se requiere para hacer de interfaz con la instrumentación que conduce al dispositivo. Esto es típicamente una PCB multicapa que incluye los efectos del tamaño del conector. Los efectos de “Pad capacitance” y “via stud”se consideran los efectos del tamaño. Generalmente, se acepta que estos efectos del tamaño entre la PCB y el conector están incluidos en el modelo de conector.

Para la correlación del modelo, el aparato de prueba necesita ser incluido en la simulación o retirado de la medición a través de técnicas “de-embedding”. Debido a las complejidades del  modelo, se prefiere des-incrustar el aparato de prueba (de-embed) . El método “de-embedding” utilizará el método TRL/M (Thru-Reflect-Line-Match) disponible un moderno analizador de red vectorial (VNA).

La precisión y la validez de cualquier medida VNA depende de hasta qué punto se violan los supuestos implícitos de calibración . Por ejemplo, una calibración SOLT (Short-Open-Load-Thru) está comprometida con estándares de calibración poco elaborados.

Si el estándar de calibración abierto tiene capacitancia parásita, ésta debe tenerse en cuenta en el proceso de calibración ya que esto viola el supuesto de que la apertura tiene un coeficiente de reflejo unitario. Esta es la razón por la que los  fabricantes de instrumentación desarrollan estándares de calibración SOLT muy precisos.
La eliminación del accesorio usando calibración TRL / M no es diferente, en cuanto a que los estándares de calibración poco elaborados se traducirán en imprecisiones de medición.

Un supuesto del método TRL / M es que los estándares de línea tienen la misma impedancia que  el accesorio. Esto parece razonable hasta que consideremos que el control de impedancia estándar de la industria  de PCBs de alta densidad es de + / -10%. Para ilustrar el impacto de la impedancia de línea estándar, consideramos dos conjuntos diferentes de estándares de calibración TRL/M a bordo como se muestra en la figura 6. Tenga en cuenta que las huellas de calibración en la  PCB  “posición 66” condiciones” tienen curvas razonables, pero más agudas en comparación con las curvas “posición 44”. Estas huellas de calibración se ensayaron para determinar la impedancia, y se encontró que las huellas de calibración con curvas más agudas (posición 66) tenían más variación de la impedancia que las huellas de calibración con menos curvas (posición 44). Esta variación de la impedancia se traduce en un error de medición con calibración TRL / M.

La figura 7 muestra la variación de la pérdida de inserción medida del mismo tipo de conector, usando dos aparatos de prueba diferentes con sus estándares de calibración TRL/M a bordo, asociados.

En principio, las dos curvas de la figura 7 deben ser idénticas, en su lugar, vemos una variación de aproximadamente 0,5 dB y algunos cambios en algunos puntos de resonancia.

Este ejemplo ilustra también un problema común con el diseño de accesorios en las que pequeñas diferencias de tamaño se puede manifestar como importantes variaciones de medición  del conector.

Un examen detallado del resultado, revela diferencias menores, como se muestra en la figura 8. Adviértase que la traza del pad conectando a tierra a través del pad del conector es ligeramente más larga en el caso de la “posición 66” comparada con el caso de la “posición 44” caso. Esta menor diferencia de tamaño resultó en el cambio de resonancia observado en la figura 7 y se comprobó a través del modelado de onda completa del conector y el tamaño.
El ejemplo anterior es un buen caso de estudio, pero en realidad, hay dos variables: las diferencias de tamaño y las variaciones estándar de calibración TRL / M.
El siguiente ejemplo tiene sólo una pequeña variación de tamaño.. La figura 9 muestra dos tamaños  diferentes: Caso 1 y Caso 2.

El Caso 1 a la izquierda, tiene las vías de tierra “outboard” o lejos del centro del conector. Este método da como resultado un flujo de corriente de  retorno más óptimo, pero a expensas de un patrón de enrutamiento más difícil.
El  Caso 2 a la derecha, tiene las vías de tierra “inboard” o hacia el centro del conector. Tenga en cuenta que este enrutamiento resulta en un espacio más generoso entre las trazas de señal y la vía de tierra.
La figura 10 muestra que existe una variación de 10 dB  en la interferencia a 10 GHz debido a esta menor variación in la orientación de la vía de tierra.

Variaciones mecánicas
Hay variaciones mecánicas que participan en las estructuras de la prueba (y los productos del mundo real ), incluyendo la profundidad de inserción y las variaciones de soldadura. A menudo, los efectos del SI debido a estas variaciones se pasan por alto, pero para ser sinceros, deben ser analizados.

La primera variación mecánica a considerar es la profundidad de inserción del conector. Con cualquier conector de alta densidad, multi-pin, hay una tolerancia mecánica construida en el conector para permitir la tolerancia construida en el encapsulado mecánico. La figura 11 ilustra la variación mecánica  en un conector mezzanine. Este producto mantendrá suficiente fuerza en la interfaz de contacto con hasta 1,15 mm de separación. El conector se simuló cuando está totalmente acoplado y con la máxima separación utilizando CST Microwave Studio. Se tuvo cuidado para tener en cuenta la variación en la forma de contacto entre los casos y para incluir el mayor  vacío de aire, cuando las 2 mitades están  separadas. Los resultados se muestran en la figura 12 y muestran aproximadamente el mismo nivel de variación que se vió variando la densidad de malla y cambiando la constante dieléctrica del encapsulado del conector.

Una segunda variante mecánica, que se supone que es pequeña,  es la variación en la fijación de la placa. Para un conector de montaje en superficie, el conector no siempre se asienta en el
pad BGA de la PCB. Las tolerancias en el registro de la PCB y en la variación de montaje puede causar cierto grado de fluctuación con la posición verdadera.

La figura 13 ilustra esta variación en el posicionamiento.
Los resultados de estas simulaciones en la fijación a la placa se muestran en la figura 14. En comparación con los cambios en la densidad de la malla y la variación de la constante dieléctrica, la fijación de la placa tiene un efecto relativamente pequeño.

El principal punto a tener a partir de estos ejemplos es que la medición de la respuesta  del conector puede ser tan compleja como la extracción de un modelo conector de una simulación. Se debe tener cuidado para estar seguros de que las estructuras medidas y modeladas son exactamente las mismas antes de realizar cualquier intento en la correlación.

(Continúa en el mes de septiembre)

Autor:

Jim Nadolny, Samtec
Leon Wu, Samtec

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